1 DJS壓制干擾波形的產生

1.1 壓制式干擾

在有源干擾中，我們一般將干擾分為壓制和欺騙兩種，壓制干擾原理是生成噪聲或者與噪聲相似的信號，混入到雷達回波信號中，最終使雷達接收機后端無法從中檢測出真實回波的干擾方法。

在真實的作戰(zhàn)環(huán)境中，想要在混雜的內外部噪聲中百分百檢測出雷達信號是不可能的。所以，在雷達將噪聲誤認為雷達信號這一事件發(fā)生的概率（即虛警概率 P f a P_fa Pf?a）一定的情況下，如果回波信號與噪聲功率之比S/N超過檢測門限D且檢測概率大于或者等于 P d P_d Pd?，就認定發(fā)現(xiàn)了目標，否則沒有發(fā)現(xiàn)目標。

1.2 DJS壓制干擾波形的合成

這種干擾類型合成的主要過程是：分別產生每一部雷達的最佳干擾波形，然后將其按功率、威脅等級等因素在時域或者是頻域進行合成。下面我們分開介紹兩種合成方法。

1.2.1 時域合成

首先需要根據(jù)威脅雷達信號參數(shù)，產生對其干擾效果最佳的正交基帶干擾信號：

{ I i ( k ) = A s ( k T ) cos ? [ ω i k T + φ i ( k T ) ] Q i ( k ) = A s ( k T ) sin ? [ ω i k T + φ i ( k T ) ] } k = 0 , i = 0 N ? 1 , n ? 1 \left\{Ii(k)=As(kT)cos[ωikT+φi(kT)]Qi(k)=As(kT)sin[ωikT+φi(kT)]

其中， ω i \omega_i ωi?表示每個信號在基帶帶寬范圍內的頻率。將其保存在存儲器中，若需要干擾時，我們將其分別在 I,Q 兩路進行時域合成：

{ I ( k ) = ∑ i = 0 n ? 1 a i I i ( k ) , Q ( k ) = ∑ i = 0 n ? 1 a i Q i ( k ) , } k = 0 N ? 1 \left\{I(k)=\sum_{i=0}^{n-1} a_{i} I_{i}(k), \quad Q(k)=\sum_{i=0}^{n-1} a_{i} Q_{i}(k),\right\}_{k=0}^{N-1} {I(k)=i=0∑n?1?ai?Ii?(k),Q(k)=i=0∑n?1?ai?Qi?(k),}k=0N?1?

其中， a i a_i ai?表示每個信號的相對幅度。

在需要干擾時，我們還需將其上變頻到 ω 0 \omega_0 ω0?的射頻上。由此，我們可以得到合成的最佳壓制性干擾信號為：

s ( t ) = ∑ i = 0 n ? 1 a i A s ( t ) e j φ s i ( t ) e j ω 0 t , φ s i ( t ) = ω i t + φ i ( t ) s(t)=\sum_{i=0}^{n-1}a_i A_s(t)e^{j \varphi_{si}(t)}e^{j\omega_0t},\varphi_{si}(t)=\omega_it+\varphi_i(t) s(t)=i=0∑n?1?ai?As?(t)ejφsi?(t)ejω0?t,φsi?(t)=ωi?t+φi?(t)

1.2.2 頻域合成

首先我們必須得到每一部雷達的最佳干擾波形的 I,Q 正交兩路信號：
{ I i ( k ) = A s ( k T ) cos ? [ ω i k T + φ i ( k T ) ] Q i ( k ) = A s ( k T ) sin ? [ ω i k T + φ i ( k T ) ] } k = 0 , i = 0 N ? 1 , n ? 1 \left\{Ii(k)=As(kT)cos[ωikT+φi(kT)]Qi(k)=As(kT)sin[ωikT+φi(kT)]

然后將兩路合成時域的復序列 { s i ( k ) } k = 0 , i = 0 N ? 1 , n ? 1 \left \{ s_i(k) \right \}_{k=0,i=0}^{N-1,n-1} {si?(k)}k=0,i=0N?1,n?1?，并將其進行傅里葉變換得到：
{ S i ( k ) } k = 0 , i = 0 N F F T ? 1 , n ? 1 \left \{ S_i(k) \right \}_{k=0,i=0}^{NFFT-1,n-1} {Si?(k)}k=0,i=0NFFT?1,n?1?

然后在頻域進行合成得到： S ( ω ) = ∑ i = 0 n ? 1 a i S i ( k ) S(\omega)=\sum_{i=0}^{n-1}a_iS_i(k) S(ω)=∑i=0n?1?ai?Si?(k)，再將其逆傅里葉變換就可以得到頻域合成的干擾信號。

2 DJS欺騙干擾波形產生

2.1 引言

2.1.1 LFM信號波形

LFM信號可以表示為下面的表達式：
s ( t ) = r e c t ( t T ) e j 2 π ( f c t + μ t 2 2 ) s(t)=rect(\frac{t}{T})e^{j2\pi{(f_ct+\frac{\mu t^2}{2})}} s(t)=rect(Tt?)ej2π(fc?t+2μt2?)
其中
r e c t ( t T ) = { 1 ， ∣ t T ∣ ≤ 1 0 ， e l s e w i s e rect(\frac{t}{T}) = {1，|tT|≤10，elsewise

對于線性調頻信號來講，依照壓制干擾中我們所講的最佳干擾波形產生干擾，通常不能達到我們想要的結果。主要在于，當產生的高斯噪聲與雷達信號不具有相關性或者相關性很小的時候，接收機的匹配濾波幾乎會濾掉所有不相關信號的能量而達不到干擾的效果。

所以，壓制干擾的話噪聲功率就要非常大，才可以有效干擾。

這不但會浪費干擾能量，而且硬件也很難實現(xiàn)。所以實際干擾中，我們盡可能想辦法用最小的干擾功率達到最有效的干擾效果。

因此，對于線性調頻這樣大時寬帶寬積信號我們需要根據(jù)其具體參數(shù)，使得設計的最佳干擾信號和威脅信號有一定相關性。

2.1.2 LFM信號特點

• 測距精度和測速精度這一對耦合量，可以在對方已知的情況下達到很高的程度
• 速度相同的多個目標可以有很高的距離分辨力；距離相同的的多個目標可以有很高的速度分辨力
• 對壓縮系數(shù)相同的脈沖壓縮信號來說，比較容易產生線性調頻信號及其匹配濾波器
• 在最大功率受限的情況下，想要增大雷達作用距離，實際通常增大雷達信號脈寬提高發(fā)射的峰值功率。在這種情況下，線性調頻信號就可以發(fā)揮其優(yōu)勢：未知目標多普勒的情況下，線性調頻信號的帶寬遠大于最大多普勒頻移，所以在只有一個濾波器的情況下，即使濾波器和輸入的移頻后的線性調頻信號不匹配，其信噪比的損失也很小。因此，想要使雷達作用距離較遠時，大多數(shù)使用 LFM 信號做脈沖壓縮。

2.1.3 LFM的匹配濾波

對于現(xiàn)在普遍在用的脈沖雷達，為了能夠探測到更遠的目標，在必須考慮雷達距離分辨力的基礎上，需要設計更寬脈沖的雷達信號。所以就必須使用脈沖壓縮（PC）技術。

在這種限制條件下，為了解決雷達探測能力與分辨能力之間的沖突，我們在發(fā)射端發(fā)射時寬帶寬都很大的雷達信號，在接收端通過匹配濾波壓縮出窄脈沖。

通過上述分析，線性調頻信號就成了脈沖壓縮雷達的不二選擇，同時在接收端運用匹配濾波實現(xiàn)脈沖壓縮。

由匹配濾波器理論我們可以知道，如果已知的輸入信號為 s ( t ) s(t) s(t)，其頻譜為 S ( ω ) S(\omega) S(ω)，那么可以得到頻域的匹配濾波器為：
H ( ω ) = k S ? ( ω ) e x p ( ? j ω t 0 ) H(\omega)=kS^\ast(\omega)exp(-j\omega t_0) H(ω)=kS?(ω)exp(?jωt0?)

線性調頻信號在經過了其相應的匹配濾波器之后，脈沖寬度被壓窄，使得距離分辨力有了保證。而且濾波前后波形很相似，說明這樣的濾波器對功率的損失影響較小。這樣就可以得出結論：為了覆蓋較多體制的雷達，用LFM信號就可以作為驗證干擾效果的雷達信號波形。

2.2 欺騙性干擾

?? 重點

射頻噪聲干擾、噪聲調頻干擾等壓制干擾方式因為與雷達信號波形的相關性較低，所以，隨著雷達匹配濾波技術和相參積累等新體制雷達技術的發(fā)展，在很多情況下，這些干擾方式已經不能滿足我們的干擾要求了。

如果還想繼續(xù)使用噪聲壓制的話，干擾功率就必須很大。

射頻存儲轉發(fā)技術是一個很好的產生欺騙干擾信號的技術。只要它的參數(shù)在雷達接收機能處理的信號參數(shù)區(qū)間內，都可以和回波信號進入接收機，從而產生干擾。這樣的話，為了達到干擾的目的，干擾所需要的干擾信號功率就會很小。

對于雷達方同樣，與雷達信號相干的干擾信號通過接收機后的增益太大，真實回波信號就不能被準確檢測了；其次，為了達到保護真實目標不被檢測，還會采用這樣的方法：就是調整存儲的信號的時延、多普勒頻移和幅度，多產生一些假目標，消耗掉雷達系統(tǒng)的接收和處理信號的資源。

這樣，欺騙干擾的效果就會特別好，敵方雷達也會感覺到形勢嚴峻性。因此，射頻存儲轉發(fā)在欺騙干擾中還是有很大的發(fā)展空間的。

2.2.1 欺騙性干擾原理和分類

有源干擾中除了壓制干擾的另外一種干擾方式就是欺騙干擾，它是產生與雷達信號回波相近的假目標，讓雷達不能從中準確檢測出真實信號，也就不能進行接下來的跟蹤工作。

通常利用雷達來檢測目標的這些參數(shù)：速度、距離和方位等，每個參數(shù)都會有一個檢測范圍，由此張成一個檢測空間。理想的點目標信號只是上述空間中其中一個點。一般情況下，欺騙干擾產生的假目標應該是這個空間中不同于真實目標的一個點或者是一個集合。所以它也能夠以假亂真被雷達當作真實目標去檢測。

雷達的發(fā)射信號和回波通常具有相干性，這個相干性就可以用來檢測目標距離、角度和速度等信息。

為了實現(xiàn)對雷達的欺騙，就需要在欺騙之前測得上面描述的相關信息，還有雷達發(fā)射信號相關的主要參數(shù)，這樣，根據(jù)調制樣式和調制參數(shù)這些脈內、脈間及其他信息，才能合理地設計干擾信號波形，達到想要的干擾效果。

分類：
根據(jù)真假目標在檢測空間中參數(shù)信息的不同分為：距離、角度、速度、AGC（自動增益）及多參數(shù)欺騙干擾等；
根據(jù)產生欺騙干擾的方法，分為兩種：應答式和轉發(fā)式。

• 速度欺騙
  我們知道雷達發(fā)射的信號和回波信號之間會存在一個多普勒頻差 f d f_d fd? ，常常用這個參數(shù)來測量目標的相對速度。所以，為了對雷達進行速度欺騙，一般產生與雷達信號具有適當頻移的干擾信號，而實際中常常通過改變相位來產生移頻量。
  雷達接收的目標回波信號與雷達發(fā)射信號相比具有的多普勒頻移為
  f d = 2 v r λ = 2 v r c f c f_d=\frac{2v_r}{\lambda}=\frac{2v_r}{c}f_c fd?=λ2vr??=c2vr??fc?
  上面計算多普勒頻移是由 v r v_r vr?和光速及信號載頻來計算的， v r v_r vr?就是雷達與目標的相對徑向速度。故在速度欺騙的時候，需要提前測量上式中所需參數(shù)，來引導欺騙干擾的產生。

• 距離欺騙
  目標的距離表現(xiàn)為發(fā)射信號與接收信號之間的時延 t r t_r tr?， t r = 2 R c t_r=\frac{2R}{c} tr?=c2R?，c為電波傳播速度。因為LFM信號的距離-多普勒頻移存在耦合性，所以產生多普勒頻移的同時也會產生距離方面的干擾。

2.2.2 移頻干擾信號

移頻干擾信號的產生是將接收到的雷達信號做一個較小的移頻處理，轉發(fā)出去以影響雷達對真實回波的接收。那么，此時接收機脈沖壓縮后的干擾波形必定會在真實信號前后有時間差，這樣就可以通過移頻來達到距離干擾的目的了。

頻移干擾信號：
J ( t ) = A exp ? ( ( ω 0 + ω d ) t + 1 2 μ t 2 ) J(t)=A \exp \left(\left(\omega_{0}+\omega_d74s86h\right) t+\frac{1}{2} \mu t^{2}\right) J(t)=Aexp((ω0?+ωd?)t+21?μt2)

脈沖壓縮后的移頻干擾信號為：
J = 2 μ π sin ? ω d + μ t 2 ( T ? ∣ t ∣ ) ω d + μ t exp ? ( ω 0 + ω d 2 ) t J=\sqrt{\frac{2 \mu}{\pi}} \frac{\sin \frac{\omega_jwtocuq+\mu t}{2}(T-|t|)}{\omega_n4s3i6b+\mu t} \exp \left(\omega_{0}+\frac{\omega_uwjgutq}{2}\right) t J=π2μ? ?ωd?+μtsin2ωd?+μt?(T?∣t∣)?exp(ω0?+2ωd??)t

分析上面的表達式，表達式的最大值就是脈沖壓縮后脈沖會出現(xiàn)的地方。當 t = τ ? ω d / μ t=\tau-\omega_d/\mu t=τ?ωd?/μ時，最大峰出現(xiàn)。 ω d \omega_d ωd?與零比較的大小決定了峰值出現(xiàn)在真實峰值的前或者后。

ω d / μ \omega_d/\mu ωd?/μ在距離分辨力內，雷達是不會將其當成另外一個目標的，就不能產生假目標的效果，只有真假目標的距離大于分辨率的時候，雷達才會把它當做是另外一個目標，進而產生假目標的效果。