高輸入阻抗的功率放大器

葛中海

中山技師學院

      這是筆者為中山技師學院電子專業(yè)三年級同學，在講授《實用音響電路》一書時，為大家設計的第1個中功率功放電路。在此過程中，要明確如何設置直流工作點、如何消除交越失真、如何根據散熱器的大小確定末級的靜態(tài)電流等。通過實驗制作，電路調試，交直流參數測試、計算，理解與分析、體驗與感悟功放電路的工作原理。

 


       高阻抗信號源不適合于負載輸入阻抗較小的放大器。因此，若要與高阻抗信號源匹配，就需要提高放大器的輸入阻抗。比如，將信號輸入級直接改成復合管。復合管的接法有多種形成，最佳方案是采用圖1所示的接法，輸入級可以把動態(tài)輸入阻抗提高到10KΩ以上。

 圖1  功率放大器改進電路

 一、靜態(tài)參數

1．靜態(tài)電壓

   設電源為+20V，調節(jié)VR1時，測量Q點直流電壓，使其約為電源電壓的一半。然后調節(jié)VR2時，測量R8（或R9）電壓降（從零到大調節(jié)VR2，用數字萬用表200mV擋），使其約為5-10mV。根據歐姆定律可知，這時功率管VT4、VT5集電極靜態(tài)電流約為15-30mA。

   這時，所有三極管發(fā)射結電壓都約為0.6V左右,各個三極管都工作在放大狀態(tài)。實測電位，計算有關參數：

  2．靜態(tài)工作電流  

   (1)R1的電流

   忽略VT0基極電壓，則R1、R2電流約相等。即，R1的電流I為

I=Vb0/R1=7.85V/47K=167uA

  (2)VT0的電流

   VT0發(fā)射極電流就是反饋電阻R10的電流。已知R10兩端的壓降為

Ve4-Ve0=10.33V-8.50V=1.83V

   因此，VT0發(fā)射極電流Ie0為

Ie0=1.83V/2K=915uA

  又，已測得VT0集電極電壓，因此，VT0集電極電流為

Ic0=Vc0/R12=736mV/820=897uA

  所以，VT0基極電流為

                Ib0=Ie0-Ic0=915uA=897uA=18uA

   當我們忽略VT0基極電流時，則其發(fā)射極與集電極電流基本相等，即約為0.9mA。這也是功放電路第一級的靜態(tài)電流！

   前面在計算電阻R1的電流時，之所以忽略不計VT0基極電流，就是因為VT0基極電流太小了，為便于計算可以忽略不計。

 （3）VT1與R3的電流

   已知VT1發(fā)射極電壓Ve1=113mV，則其發(fā)射極電流為

IR13=Ve1/R13=113mV/100=1.13mA

   當我們忽略VT1基極電流時，則其發(fā)射極與集電極電流基本相等，即約為1.13mA。

  實測電阻R3壓降為916mV，因此R3的電流為

IR3=916mV/R3=916mV/820=1.11mA

   由此可以看出，當我們忽略VT2、VT3基極電流時，流過電阻R3的電流與VT1的發(fā)射極電流基本相等。這也是功放電路第二級的靜態(tài)電流！

（4）VT2、VT3靜態(tài)電流

    由于R6、R7分別與VT4、VT5發(fā)射結并聯，當忽略VT4、VT5基極電流時，則VT2、VT3靜態(tài)電流即為R6、R7的電流。即

IR6=Ube4/R6=0.58V/220=2.64mA

或

IR7=Ube5/R7=556mV/220=2.52mA

     本來應該IR6=IR7。但是，由于Ube4是用兩點電位計算出的，單位是V。而Ube5是用2V檔直接測量出來的，單位是mV。所以，才會出現這種誤差。這也是功放電路第三級的靜態(tài)電流！

（5）VT4，VT5靜態(tài)電流

   VT4，VT5靜態(tài)電流就是電阻R8的電流。實測R8（實際用0.25歐姆）的壓降為5mV，則靜態(tài)電流為

IR8=5mV/0.25=20mA

   當然，調節(jié)R5可以增大或減小VT4，VT5靜態(tài)電流。一般來說，若散熱器足夠大，功率管的散熱良好，把VT4，VT5靜態(tài)電流可以設為30-50mA均可。這時，系統(tǒng)工作于甲乙類的靠近甲類狀態(tài)，失真更小、音質會更好一些。這也是功放電路第四級的靜態(tài)電流！

    從上面的靜態(tài)電流計算可以看出，功放電路的靜態(tài)電流，第一級最小，末級最大，從前級到后級，一級比一級增大。這正是功放電路靜態(tài)電流的特點。

 一、交流參數 

 1、輸入級實測波形

由上述分析可知，從直流狀態(tài)而言，晶體管VT0處于放大狀態(tài)，但它并不是共射放大電路的典型接法。VT0放大的不是其基極的單一信號，而是對b-e極信號的差值（見后文放大倍數分析與計算）進行放大。其中b極是輸入信號，e極是輸出信號在經R10、在R11的分壓，二者的差值是很小的！R12是VT0的交流負載電阻，由于R12阻值較小，故VT0單級電路的電壓放大倍數也較小，如圖2所示。

說明：棕色波是VT0基極波形(1kHz正弦波)，藍色波是VT0集電極波形。

由圖2所示波形圖可以看出：在輸入信號的正半波，VT0集電極為負半波；在輸入信號的負半波，VT0集電極電壓只在對應輸入信號的波峰處，有的些許的波形突起。也就是說VT0集電極輸出電壓正負半波不對稱，且存在非線性失真！

圖2-1（R12=820Ω）

圖2-2（R12=1KΩ）

   如圖3所示，藍色波是VT1基極波形(1kHz正弦波)，棕色波是VT1集電極波形。與VT0類似，VT1好像只有半波電壓放大作用。另一放面，從輸入、輸出波形大小的可知，VT1輸出電壓幅度明顯增大了！

圖3

    雖然，輸入兩級電路都不理想，但是由于系統(tǒng)是閉環(huán)負反饋，這種負反饋一方面可以改善輸出波形失真；另一方面，電壓放大倍數與每一級電路無關，而是由反饋電阻和采樣電阻的比值決定！

2、輸入-輸出信號實測波形對比

    用信號發(fā)生輸出1KHZ信號加到放大器輸入端，若靜態(tài)電流偏小，放大器負載6歐電阻時，波形會出現奇怪的“振零 ”失真，如圖4。

圖4

      放大器空載時，波形也會出現奇怪的“振零”失真（拉開波形可見高頻振蕩），且比負載時電壓幅度大一些，如圖5。

圖5

       這時，若在輸出端（C6左端）對地并聯一個0.1uF與4.7歐姆串聯的“茹貝爾”電路，“振零”失真現象消失，如圖6。

圖6

   接入音頻信號，隨機測試輸出波形如圖所示。

圖7

2、高頻補償電容的作用

      若三極管VT2的B-C間高頻補償電不慎開路，既使輸出端設有“茹貝爾”電路，輸出還會出現失真。但是，波形失真的現象與上面有所不同，如圖8。 

圖8

    當高頻補償正常在路時，波形如圖9（注：這兩個波形都是輸出帶負載6歐電阻時測試的）。

圖9

3、總的電壓放大倍數

   把圖1電路看成同相比例放大器，如圖10所示。這時，R10是反饋電阻，R11是取樣電阻，C9是「隔直通交」耦合電容，這時電壓放大倍率A_u

A_u=1+R10/R11=21（倍）

 

圖10

三．特別現象分析

    （1）假設常溫下，功率管VT4、VT5的靜態(tài)電流為20mA（R8或R9的壓降約為5mV）；當電路工作后，功率管溫升增大，靜態(tài)電流也隨之上升，有可能會超過50mA以上，即R8或R9的直流壓降增大。

     這種現象的解釋如下：

這種現象的解釋如下：通過調節(jié)VR2，設置輸出級的靜態(tài)電流，常溫25℃時，功放管的發(fā)射結壓降UBE對應發(fā)射結特性曲線上的IB1。當功率管溫度上升55℃后，特性曲線向左平移，相同的發(fā)射結壓降UBE，對應的基極電流增大到IB2。另一方面外，溫升后晶體管電流放大倍數β也會增大，兩種因素疊加，致使IC顯著上升。這就是常溫和高溫時，靜態(tài)電流變化的根本原因。

                     
圖11

    （2）假設在高溫時調節(jié)R5，設置靜態(tài)電流約為20mA，那么冷態(tài)時靜態(tài)電流更小或根本沒有靜態(tài)電流，這時電路處于乙類工作狀態(tài)，可能會出現輕度的交越失真。然而，當電路工作一段時間后，功率管發(fā)熱，靜態(tài)電流可能會增大到為30mA以上。如此，電路處于甲乙類工作狀態(tài)，交越失真消除。所以，一般有經驗的電子工程師說，熱機比冷機好聽，就是指溫升后，電路達到合適的靜態(tài)電流了，不存交越失真，所以信號完美，感覺好聽。

    （3）以上分析是基于電源電壓不變的情形而得出的。

     首先，為了消除交越失真，在某一電源電壓下設置輸出級的靜態(tài)電流約為幾十毫安，A、B兩點電壓Uab約為1.8—1.9V。若電源電壓升高，則相應地各支路的電流也隨之增大，相應地R5的壓降增大，Uab隨之升高，這將嚴重影響著輸出級的靜態(tài)電流。

    若電源電壓降低，Uab隨之下降，不足以抵消VT2、VT3、VT4三只晶體管的發(fā)射結壓降，交越失真隨之出現。 

 
       2013.4.26修改了部分內容，參數都是在系統(tǒng)熱平衡后測試的。

          2013.5.17修改了部分內容，增加了3個波形圖及有關文字說明。更新了輸入部分的阻容器件。