雙互補對稱式音頻功率放大器

cylye 2019-05-05

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前幾篇講述的音頻功率放大器都是單電源供電，輸出經(jīng)由耦合電容“ 隔直通交”送給揚聲器，屬于OTL電路。這類電路的結(jié)構(gòu)特點是，功率管與耦合電容連接點的直流電位約為電源的一半，揚聲器沒有直流偏壓；這類電路的工作特點是，正半波時，電源經(jīng)上半?yún)^(qū)功放管給負載提供能量；負半波時，下半?yún)^(qū)功放管導(dǎo)通，耦合電容充當電源，把存儲的能量釋放給揚聲器。故大功率輸出時，要求耦合電容的容量要足夠大，否則就不能滿足功率輸出，波形削頂失真。

目前，音頻功率放大器常采用“全對稱式OCL功率放大電路”，該電路除了采用復(fù)合管、溫度補償?shù)却胧┩?，還把OCL電路里的差分輸入、激勵放大與功率放大三級電路都設(shè)計成互補對稱。正半波時，上位功率管導(dǎo)通、下位功率管截止，系統(tǒng)由正電源給負載提供能量；負半波時，上位功率管截止、下位功率管導(dǎo)通，系統(tǒng)由負電源給負載提供能量。這樣，就充分發(fā)揮了NPN型和PNP型功放管能夠互補工作的優(yōu)點，讓信號從輸入到輸出均處于推挽放大之中，使電路獲得很好的穩(wěn)定性和保真度，電路圖如圖1所示。

圖1 雙互補對稱式音頻功率放大器

電路中各元器件作用和功能，如表1。

表1 元器件作用

元件或信號	名稱	作用描述
IN	信號輸入	—
R1	低通濾波電路	使輸入音頻信號電壓適當衰減
C1	耦合電容	隔直通交
R2	VT1、VT3 靜態(tài)偏置電阻	保證VT1、VT3基極電壓為零，與C2配合確定高頻輸入信號轉(zhuǎn)折頻率
C2	高頻信號抑制電容	限制輸入信號的通頻帶，讓有用的音頻信號通過，旁路20kHz以上的信號，抑制輸入信號中的高頻分量
VT1、VT2 和R12	上下半?yún)^(qū)差動放大器及發(fā)射極“拖尾”電阻	放大后的信號從VT1集電極輸出，送到激勵級VT5進行反相電壓放大
VT3、VT4 和R11	上下半?yún)^(qū)差動放大器及發(fā)射極“拖尾”電阻	放大后的信號從VT3集電極輸出，送到激勵級VT6進行反相電壓放大
R5、R6	平衡調(diào)節(jié)	分別串聯(lián)于相應(yīng)晶體管發(fā)射極，用以調(diào)節(jié)差動管的差異性造成的不平衡
R7、R8	平衡調(diào)節(jié)	分別串聯(lián)于相應(yīng)晶體管發(fā)射極，用以調(diào)節(jié)差動管的差異性造成的不平衡
VT5、VT6	激勵級	對雙差動放大器輸出的信號進行二級放大，使之動態(tài)范圍更大，驅(qū)動后級電路的能力更強，實現(xiàn)由VT5、VT6構(gòu)成互補對稱的差動電流放大
VT8、VT10	復(fù)合管	更大的電流放大倍數(shù)
VT9、VT11	復(fù)合管	更大的電流放大倍數(shù)
VT7 、 R17、R18	U_BE倍增電路	消除交越失真，且具有溫度補償作用（VT7需要緊貼散熱片安裝，利用晶體管的溫度效應(yīng)，補償功放管的溫度特性，使之具有良好的溫度適應(yīng)性）
C4	相位超前補償電容	1．防止多級放大器晶體管集極電容的移相作用，使輸出端信號相位逆轉(zhuǎn)（即破壞正反饋自激條件），避免電路自激 2．在滿足電路不自激的前提下，C4的值應(yīng)盡量小些，以免影響功放的高頻響應(yīng)
C5、C6	相位滯后補償電容	1．防止信號相位逆轉(zhuǎn)，配合C4避免電路自激。這兩只電容會使輸出信號相位滯后（甚至逆轉(zhuǎn)）——這點與C4的超前補償作用不同 2．電路的瞬態(tài)響應(yīng)速度影響很大。若取值過大，則很容易導(dǎo)致瞬態(tài)互調(diào)失真，故高保真功放應(yīng)盡量避免采用滯后補償，自激問題可通過選用極間電容小的晶體管或者通過超前補償來解決
L1	濾波電感	濾除超音頻信號
R23、C9	茹貝爾補償網(wǎng)絡(luò)	對揚聲器純電感負載進行相位補償，克服高頻自激
C3	提供交流通路	隔直通交
R13、R14	反饋和取樣電阻	電壓放大倍數(shù) A_u=1+R14/R13=34（倍）

通常為了降低成本，在音頻功率放大器中，前置放大器與功放級使用同組電源，這樣就會帶來兩個弊端：其一，大動態(tài)時，功放級的大電流使電源內(nèi)阻的壓降過大，電源電壓降低，導(dǎo)致激勵級的供電電壓不足，動態(tài)范圍明顯變小，功放級獲得的驅(qū)動電壓不足，達不到應(yīng)有的輸出功率，因而大動態(tài)時推動大功率音箱就會顯得力不從心；第二，大動態(tài)時，電源波動產(chǎn)生的干擾信號使激勵級的輸出信號幅度被調(diào)制，從而降低聲音的清晰度。

為了克服大動態(tài)時工作的兩個弊端，本電路在前置放大器與功放級的供電通路中串入二極管VD1、VD2隔離，這樣就可以明顯地改善大動態(tài)時的性能。隔離式供電的工作原理如下：當輸出級的瞬間大動態(tài)信號電流使電源電壓低落時，二極管VD1、VD2的反向截止，由于濾波電容C7、C8容量較大，短時間內(nèi)能保證差動放大級的電壓不至于跌落，待電容上的電壓即將跌落時，輸出級的瞬間電流峰值已過，電源電壓即可恢復(fù)原值，可以立即向C7、C8及差動放大級供電。這樣，在大動態(tài)時差動輸入級和激勵級的電源電壓基本不受影響。

制作說明：差分輸入級誤差小于3%，越小越好（實際上1%也能挑到）。激勵級上下半?yún)^(qū)對管也一樣，電壓放大級5%就可以了。選β值不是也大越好，100～150左右就可以了。另外，線性要好一些，曲線不會太陡。末級有點特殊，因為是電流輸出級，一般要在 3A來選，誤差5%最好。

一、直流測試（雙電源±15.7V，加在差動輸入級和激勵級的電壓為±15V）

1．差動輸入級

分區(qū)	元件	壓降	元件	壓降	電流	元件	壓降	電流	備注
上半?yún)^(qū)	R3	2.09V	R5	73.4mV	0. 73mA	R12	14.51V	1.46 mA	R12的電流等于 R3與R4電流之和
上半?yún)^(qū)	R4	2.13V	R6	72.8mV	0. 73mA	R12	14.51V	1.46 mA	R12的電流等于 R3與R4電流之和
下半?yún)^(qū)	R9	2.09V	R7	69.6mV	0. 69mA	R11	14.41V	1.44 mA	R11的電流等于 R9與R10電流之和
下半?yún)^(qū)	R10	2.20V	R8	74.9mV	0. 75mA	R11	14.41V	1.44 mA	R11的電流等于 R9與R10電流之和

2．激勵級

分區(qū)

元件

壓降

電流

元件

C極電位

VT5的C極與 VT6的C極壓差

上半?yún)^(qū)

R15

1.476V

4.92 mA

VT5

1.169V

等于VT8，VT9，VT10，VT11

共4個晶體管發(fā)射結(jié)壓降之和

下半?yún)^(qū)

R16

1.495V

4.98 mA

VT6

-1.293V

3．功放級

分區(qū)	元件	發(fā)射結(jié)壓降	靜態(tài)電流	元件	發(fā)射結(jié)壓降	靜態(tài)電流
上半?yún)^(qū)	VT8	599mV	約2.82mA	VT10	523mV	約20mA
下半?yún)^(qū)	VT9	-614mV	約2.85mA	VT11	628mV	約20mA

二、直流分析

1．差動輸入級

電路結(jié)構(gòu)、參數(shù)對稱。晶體管VT1、VT2組成的差動輸入級，負責正半波信號的放大，經(jīng)由VT5激勵放大送給復(fù)合管，晶體管VT3、VT4組成的差動輸入級，負責負半波信號的放大，經(jīng)由VT6激勵放大送給復(fù)合管。

由于是對稱雙電源供電，故電阻R2給VT1、VT3提供基極偏置。這時，VT1、VT2的發(fā)射極電位為負值，VT3、VT4的發(fā)射極電位為負值。差動輸入級的靜態(tài)電流由R11、R12及電源電壓決定。

比如，前文所述測得R12壓降約14.5V，電流為1.46 mA。由于VT1、VT2特性一致性較好，發(fā)射極電阻R5、R6的壓降大致相等，故二者均分R12的電流。而VT3、VT4特性不一致，發(fā)射極電阻R7、R8的壓降不相等，故二者的電流稍有差異。這時，若把R7減小為82Ω，則UR7減小，UEB3增大，基極、集電極相應(yīng)增大，即可使VT3、VT4的靜態(tài)電流趨于相等（增大R8也可實現(xiàn)之）。所以，R7、R8被稱為差動放大器的平衡調(diào)節(jié)電阻。所以，R7、R8被稱為差動放大器的平衡調(diào)節(jié)電阻。

讀者可能會問：為什么要求差動管的靜態(tài)電流基本相等呢？因為，差動放大器工作時，對管的電流“此消彼漲”，二者之和等于發(fā)射極“拖尾”電阻的電流，該電流基本恒定。因此，當差動對管均分該電流時，相對于靜態(tài)時的基本電流值，差動對管的電流無論正向變化還是負向變化，其量值是相等的！這樣，在集電極電阻上形成的變化量正負對稱，經(jīng)激勵放大后，保證終端輸出波形的上下對稱。

承接上文，當VT1、VT2均分R12的電流時，則R3、R4的壓降亦相等，即

UR3=UR4

而

UR3= R3*IR12/2=3K×0. 73mA=2.19V

提示：電阻R11、R12的電流就是差動輸入級的靜態(tài)電流！

2．激勵級

由于R15與VT5發(fā)射結(jié)串聯(lián)后與R3并聯(lián)，所以R3的壓降UR3，將對激勵管VT5的靜態(tài)電流產(chǎn)生決定性影響。由圖1所示，可知

UR3=UR5 + UEB5 =R5*IR5 + UEB5

而UEB5是VT5的發(fā)射結(jié)壓降，變化范圍較小，硅管約為0.6V。因此，上式可表示為

UR3= R5*IR5+0.6V

由上式可知，當UR3為某一固定值時，R5越大，則IR5越小，反之亦反。

比如，前文所述測得UR3=2.09V，則R15的電流IR15為

IR15=（UR3-0.6）V /R15=（2.09-0.6）V /300Ω≈4.97mA

該值與表1中實測R15壓降，根據(jù)歐姆定律計算的4.92mA相差無幾！

同理，R16電流的理論計算與此類似。。。

需要說明的是，本電路激勵放大級的靜態(tài)電流稍稍有點大，在輸出功率不大時，2～3 mA即可。比如，就本電路來說，筆者把R15、R16更改為560Ω，實測它們的壓降約為1.55V，則流過它們的電流約為2.77mA（=1.55V/560Ω）。

提示：電阻R15、R16的電流就是激勵放大級的靜態(tài)電流！

3．Ube倍增電路

R17、R18與VT7組成Ube倍增電路，抵消VT8～VT11的發(fā)射結(jié)死區(qū)壓降，消除交越失真，同時可以很方便地設(shè)置輸出級的靜態(tài)電流。

忽略VT7基極電流，則R17、R18串聯(lián)分壓，由于R17與VT7發(fā)射結(jié)并聯(lián)，于是有如下方程成立

UBE7/R17= UAB/(R17+R18)

代入?yún)?shù)，解之得

UAB=3 UBE7

按理說，這A、B兩點的電壓只有3個發(fā)射結(jié)壓降，并不能完全抵消VT8～VT11的發(fā)射結(jié)死區(qū)壓降，但考慮到功放管溫升后，發(fā)射結(jié)特性曲線左移，因此，即便較小的UBE對應(yīng)的基極電流也不容小視，加之溫升后β也相應(yīng)增大，為安全起見，Ube倍增電路設(shè)置UAB應(yīng)適當小一些，以保證功放管安全。