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下圖形象的說(shuō)明了運(yùn)放的輸入端阻抗的特性。主要有兩個(gè)參數(shù)，輸入阻抗和輸入電容。對(duì)于電壓反饋型運(yùn)入，輸入阻抗主要由輸入級(jí)的決定，一般BJT輸入級(jí)的運(yùn)放。的共模輸入阻抗會(huì)大于40MΩ。差模輸入阻抗大于200GΩ。對(duì)于JFET和CMOS輸入級(jí)的運(yùn)放，輸入阻抗要大的多。這個(gè)阻抗通常表現(xiàn)為電阻性。作為常識(shí)被我們所熟知。
更值得我們多加關(guān)注的是運(yùn)放的輸入電容。這個(gè)參數(shù)通常在datasheet的表格中所列出，但常被忽視。運(yùn)放的輸入電容，通常分為共模輸入電容Ccm和差模輸入電容Cdiff。如下面是OPA376的datasheet中列出的輸入電容。
對(duì)于有EMI抑制特性的運(yùn)放，如LMV832，它的輸入電容會(huì)被設(shè)計(jì)的正大的些。下面是帶EMI抑制功能的LMV832的輸入電容值。
運(yùn)放的輸入共模電容Ccm 和差模電容 Cdiff會(huì)形成運(yùn)放的輸入電容 Cin。在許多應(yīng)用中，運(yùn)算放大器的輸入電容都不會(huì)造成問(wèn)題。但在某些應(yīng)用中會(huì)引起放大電路的不穩(wěn)定。尤其是反向輸入端的電容，是放大電路不穩(wěn)定的幾大罪魁禍?zhǔn)字?。如下圖所示是運(yùn)放在有輸入電容的影響下的模型。
這個(gè)反向輸入端的電容會(huì)在運(yùn)放的環(huán)路增益中引入一個(gè)極點(diǎn)。正是這個(gè)極點(diǎn)的存在，在某些條件下，可能會(huì)引起放大電路的不穩(wěn)定。
運(yùn)放輸入電容引入的極點(diǎn)如下式。即使這個(gè)極點(diǎn)0-dB交截越頻率之內(nèi)，而是非?？拷?-dB交越頻率，它也有可能引起問(wèn)題。在這個(gè)極點(diǎn)的頻率點(diǎn)上，相位會(huì)有45度的相位延遲，它很可能減少放大電路的相位裕度。如放大電路的0-dB交截越頻率是2MHz。在2MHz處的相位裕度是89°。 如果這個(gè)極點(diǎn)的頻率點(diǎn)也在2MHz處，它將使相位裕度減少45°。而變?yōu)棣?= 89° – 45° = 44°。 44度的相位裕度就顯得的不夠了。
通常放大電路的輸入電容不只由運(yùn)放的輸入電容組成，還包括布線(xiàn)引起的雜散電容和引腳電容。應(yīng)盡量避免運(yùn)算放大器反相輸入端存在外部雜散電容，尤其是在高速應(yīng)用中。反相輸入周?chē)鷧^(qū)域應(yīng)去除接地層，從而最大程度地減小PC板雜散電容，此外，該引腳的所有連接都應(yīng)盡量短。
在一些應(yīng)用，常會(huì)加入反饋電容來(lái)增加放大電路的穩(wěn)定，加入反饋電容后的電路的環(huán)路增益為，可見(jiàn)反饋補(bǔ)償電容給環(huán)路增益中引入了一個(gè)零點(diǎn)。
通常情況下我們可以在運(yùn)放的datasheet中得到運(yùn)放的輸入電容Ccm和Cdif。這些值通常是典型值。有某些情況下，可能需要實(shí)測(cè)一下運(yùn)放的輸入電容，下面提供一種實(shí)用的測(cè)試方法。
下圖是測(cè)試的原理圖，基本測(cè)試原理是把運(yùn)放接成跟隨器，然后在同向輸入端串聯(lián)一個(gè)電阻（阻值一般在100K-1M之間），這個(gè)電阻與運(yùn)放的輸入電容會(huì)形成一個(gè)RC電路，我們測(cè)試出這個(gè)電路的-3dB頻點(diǎn)，已知串聯(lián)電阻。就可以計(jì)算出運(yùn)放的輸入電容。這里需要注意的是，電阻也是有等效并聯(lián)電容的。如一個(gè)典型的1/4W電容的等效并聯(lián)電容約為0.3pF。我們可以通過(guò)串聯(lián)電阻的方法來(lái)減小電阻的等效并聯(lián)電容。
下面的圖片是實(shí)際測(cè)試的Setup。使用到的儀器有網(wǎng)絡(luò)分析儀，高阻抗FET探頭。和功耗分離器。為什么不用示波器呢？這是有原因的。
由于運(yùn)放的輸入電容通常是小于10pF的。示波器的探筆的電容通常是在10pF左右。如果用示波器探筆去測(cè)量運(yùn)放的輸入電容根本就無(wú)法測(cè)準(zhǔn)。因此需要選用電容小于1pF的，高阻抗FET探頭如Tektronix? P6245。
下面簡(jiǎn)要介紹一下測(cè)試方法：
（1）首先要測(cè)試未安裝運(yùn)放時(shí)PCB的雜散電容，網(wǎng)絡(luò)分析儀的測(cè)試結(jié)果讀出-3d頻點(diǎn)f1。并計(jì)算出雜散電容：
（2）在電路中安裝上運(yùn)放，然后用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)試出-3dB頻點(diǎn)f2。并計(jì)算出運(yùn)放輸入電容與雜散電容的和：
（3）如果我們選取的串聯(lián)電阻遠(yuǎn)小于運(yùn)放的共模電阻，則可以看作Rth1=Rth2。則此時(shí)上式可以寫(xiě)為：
這樣，求差，就可以計(jì)算出運(yùn)放的輸入電容了。
13—軌至軌輸入（rail to rail input）
隨著單電源運(yùn)放的廣泛的運(yùn)用，運(yùn)放的軌至軌輸入（rail to rail input）成為一個(gè)時(shí)髦的詞?，F(xiàn)在大部分低電壓?jiǎn)坞娫垂╇姷倪\(yùn)放都是軌至軌輸入的。
先說(shuō)兩句廢話(huà)，解釋一下軌至軌，這里的軌指的是電源軌，運(yùn)放的兩個(gè)電源供電電壓如 /-15V。這兩個(gè)電源電壓就像兩條平行的距離為30V的“軌道”一樣限制了運(yùn)放的輸入輸出信號(hào)。運(yùn)放的軌至軌輸入是指運(yùn)放的輸入端信號(hào)電壓能夠達(dá)到電源的兩個(gè)軌，并保持不失真，如上例輸入信號(hào)電壓可達(dá)到 /-15V。運(yùn)放的輸入電壓范圍可在運(yùn)放的datasheet中找到。就是共模電壓范圍Vcm（Common-Mode Voltage Range）。如下表即為OPA365的輸入電壓范圍，可見(jiàn)它是典型的軌至軌輸入運(yùn)放。
一般的BJT和JFET是非軌至軌輸入的運(yùn)放。如下表所示為OPA827共模輸入電壓范圍為(V-) 3V至(V )-3V，典型的非軌至軌運(yùn)放。
單電源（我們暫且稱(chēng)之為“單電源”）運(yùn)放的輸入級(jí)通常有三種結(jié)構(gòu)，第一種是采用PMOS做差分輸入級(jí)。這樣的運(yùn)入輸入級(jí)電壓可以低于負(fù)電源軌0.2甚至0.3V，但達(dá)不到正電源軌，如OPA336。下表是datasheet中標(biāo)出的OPA336輸入電壓范圍。
它的輸入級(jí)原理框圖如下圖，典型的PMOS差分輸入級(jí)。
既然PMOS差分輸入級(jí)輸入電壓不能達(dá)到正電源軌，那NMOS呢，對(duì)頭，NMOS差分輸入級(jí)的輸入電壓可以達(dá)到正電源軌，但是達(dá)不到負(fù)電源軌，一般會(huì)在負(fù)電源軌的1.2V之上。
此時(shí)有人想到了，把PMOS和NMOS差分輸入級(jí)并聯(lián)起來(lái)。在接近電源負(fù)電壓軌時(shí)使PMOS差分輸入級(jí)工作，在接近電源正電源軌時(shí)使NMOS差分輸入級(jí)工作。這樣不就可以實(shí)現(xiàn)運(yùn)放的軌至軌輸入了嘛。太巧妙了。的確早先的軌至軌輸入運(yùn)放就是這樣設(shè)計(jì)的。并且現(xiàn)在也在大量使用這種技術(shù)。如下圖是OPA703的輸入級(jí)，就是典型的PMOS與NMOS相并聯(lián)的運(yùn)放輸入級(jí)。當(dāng)輸入共模電壓在(Vss-)-0.3V<Vcm<(Vss )-2V時(shí)PMOS處于工作狀態(tài)，NMOS處于關(guān)閉狀態(tài)。當(dāng)輸入共模電壓在(Vss-)-2V<Vcm<(Vss ) 0.3V時(shí)NMOS處于工作狀態(tài)，PMOS處于關(guān)閉狀態(tài)。
下表是OPA703的datasheet中給出的共模電壓輸入范圍(V-)-0.3V至(V ) 0.3V.
Bipolar輸入級(jí)運(yùn)入同樣也有這樣的結(jié)構(gòu)，如下圖是典型PNP與NPN型三級(jí)管并聯(lián)形成的差分輸入級(jí)。
13中講到了常用的軌至軌運(yùn)放是采用NMOS與PMOS差分輸入級(jí)相并聯(lián)的方法。這一方法巧妙的解決了輸入信號(hào)達(dá)不到兩個(gè)電源軌的問(wèn)題。在當(dāng)今軌至軌輸入的運(yùn)放中得到廣泛的應(yīng)用。
但是這種并聯(lián)差分輸入級(jí)的運(yùn)放有一個(gè)先天的問(wèn)題就是輸入失調(diào)電壓交越問(wèn)題。如下圖所示，為并聯(lián)差分輸入結(jié)構(gòu)的運(yùn)放的輸入前級(jí)。
下圖是這種運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓可以看出。隨著共模電壓的升高PMOS在2V（用于舉例的值）左右將關(guān)閉，而NMOS即將打開(kāi)，就在這個(gè)節(jié)骨眼上。運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓變生了跳變。這個(gè)可以理解，兩組不同結(jié)構(gòu)的輸入級(jí)的輸入失調(diào)電壓是不同的，在交接棒時(shí)，這個(gè)失調(diào)電壓也完成了交接棒。對(duì)于直流信號(hào)這個(gè)問(wèn)題會(huì)引起誤差突變，對(duì)于正弦交流信號(hào)，這個(gè)問(wèn)題會(huì)引起信號(hào)的失真。在交越點(diǎn)引入一個(gè)小小的臺(tái)階。
為了解決這個(gè)問(wèn)題，設(shè)計(jì)了兩種領(lǐng)先的差分輸入級(jí)。第一種結(jié)構(gòu)如下圖。PMOS差分輸入級(jí)能達(dá)到負(fù)電源軌，而達(dá)不到正電源軌，總是差這么1V左右夠不著。我們把輸入級(jí)的電源在內(nèi)部提高1.8V。水漲船高，這樣的輸入級(jí)就能達(dá)到運(yùn)放的正電源軌。由于只有一組差分輸入級(jí)，并不會(huì)存在輸入失調(diào)電壓交越的問(wèn)題。
這一技術(shù)在TI的單電源運(yùn)放OPAl365上得到應(yīng)用。如下圖。
到這并沒(méi)有結(jié)束，另一種技術(shù)在TI的單電源軌至軌運(yùn)放中得到應(yīng)用。這就是自調(diào)零技術(shù)。下圖使用了自調(diào)零技術(shù)（MOSFET Zero Drift）前后。輸入失調(diào)電壓跳變就非常小了。
這一技術(shù)在TI的OPA333運(yùn)放中得到應(yīng)用，下表是OPA333的Vcm輸入電壓范圍。
理想運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益Aol是無(wú)窮大的。這是我們?cè)谀ｋ娬n本上學(xué)到的運(yùn)放的一條基本知識(shí)。但現(xiàn)實(shí)總是殘酷的，殘酷到所有的運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益都不是無(wú)窮大，它是一個(gè)有限值。這個(gè)有限制會(huì)引起它的一個(gè)問(wèn)題。本文要討論的另一個(gè)問(wèn)題是增益帶寬積，其實(shí)更想多說(shuō)的一點(diǎn)是增益帶寬的那條曲線(xiàn)。
在不具負(fù)反饋情況下(開(kāi)環(huán)路狀況下)，運(yùn)算放大器的放大倍數(shù)稱(chēng)為開(kāi)環(huán)增益，簡(jiǎn)稱(chēng)AOL。這句話(huà)簡(jiǎn)單的定義了運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益。實(shí)際的運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益，有高有低，并且會(huì)隨溫度變化，這是我們不想看到的。
先說(shuō)說(shuō)開(kāi)環(huán)增益帶來(lái)的不良影響。開(kāi)環(huán)增益為有限值的壞處不只是說(shuō)明運(yùn)放都不是理想的。它會(huì)帶來(lái)一個(gè)常被人們忽略的問(wèn)題——誤差。
下圖是OPAl369的datasheet中給出的關(guān)于開(kāi)環(huán)增益的參數(shù)，首先映入眼簾（小學(xué)作文常用詞）的是開(kāi)環(huán)增最典型值為134dB，最小值為114dB。這說(shuō)明一點(diǎn)，同一型號(hào)的一大批運(yùn)放，它們各自的開(kāi)環(huán)增益是有一定分布的。
第二項(xiàng)映入眼簾的是運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益會(huì)隨溫度變化而變化。當(dāng)然是變壞了。在整個(gè)運(yùn)放的使用范圍里最小值可能達(dá)到90dB.
下面我們計(jì)算一個(gè)Aol對(duì)放大電路的影響。如下圖是常見(jiàn)的同相比例放大電路。
如果考慮進(jìn)Aol,則它的電壓增益為
當(dāng)假設(shè)Avol為無(wú)窮大時(shí)，則上述放大電路的增益化簡(jiǎn)為
上面是模電課本中講到的內(nèi)容。但如果我們較真兒一下，計(jì)算一下 Avol的影響，當(dāng)Avol為典型值134dB時(shí)，上面電路的增益為：
誤差為：
這個(gè)結(jié)果還不錯(cuò)差，相當(dāng)于20ppm的誤差。
如果在寬溫度范圍下應(yīng)用，最壞情況呢，當(dāng)Avol在over temperature時(shí)為最小值90dB時(shí)，增益誤差為下面的計(jì)算結(jié)果。
Oah, 麥噶敦。千分之三的誤差，對(duì)于16位ADC，這相當(dāng)于200 codes。真是不小的值啊。
因此對(duì)于A(yíng)ol我們可以得出這樣的結(jié)論，
(1) 不能輕視它，它確實(shí)影響了運(yùn)放的直流誤差，在以前的part中提到過(guò)。
(2) 它是隨溫度變化的，并且在最壞情況下，它帶的誤差可真不小。
(3) 低開(kāi)環(huán)增益的運(yùn)放不適合高精度的放大。
如bruce 的博客中寫(xiě)到Aol和offset是表姐妹。把有限開(kāi)環(huán)增益看作是隨輸出電壓變化而變化的失調(diào)電壓，可為估計(jì)誤差提供一種直觀(guān)的方法。如果DC開(kāi)環(huán)增益為100dB，則其相當(dāng)于1/10^(100dB/20) = 10uV/V。因此，輸出擺動(dòng)1伏，輸入電壓必須改變10uV?？砂阉醋魇请SDC輸出電壓變化的失調(diào)電壓。輸出擺動(dòng)9伏，其變化為90uV?；蛟S，這種變化對(duì)于你的電路來(lái)說(shuō)不足為道，也可能會(huì)有影響。
對(duì)于運(yùn)放的增益帶寬積，大家再熟悉不過(guò)了，這也是我在大學(xué)初學(xué)運(yùn)放時(shí)，記憶深刻的唯數(shù)不多的幾個(gè)參數(shù)之一。
還是想寫(xiě)篇貼子對(duì)這個(gè)參數(shù)深刨根一下，（趙大叔小品“往祖墳上刨”）。對(duì)于單極點(diǎn)響應(yīng)，開(kāi)環(huán)增益以6 dB/倍頻程下降。這就是說(shuō)，如果我們將頻率增加一倍，增益會(huì)下降兩倍。相反，如果使頻率減半，則開(kāi)環(huán)增益會(huì)增加一倍，結(jié)果產(chǎn)生所謂的增益帶寬積。下表就是運(yùn)放OPA376的datasheet中給出的增益帶寬積典型值5.5MHz。
比這個(gè)表格中的參數(shù)更有用的是運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益曲線(xiàn)，如下圖是OPA376的datasheet中給出的開(kāi)環(huán)增益曲線(xiàn).
在一些資料中也?？吹竭\(yùn)放的單位增益帶寬，它是指運(yùn)放增益為1時(shí)的-3dB帶寬（上圖把它標(biāo)出來(lái)了），它與運(yùn)放的增益帶寬積從數(shù)值上是相等的，雖然名稱(chēng)不同。下面我們往深處刨一下圖中的曲線(xiàn)，先觀(guān)察增益曲線(xiàn)，它在1Hz左右有一個(gè)拐點(diǎn)，從這個(gè)拐點(diǎn)之后，運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益開(kāi)始以-6dB/2倍頻程（或-20dB/十倍頻程）下降。正是由于這個(gè)拐點(diǎn)的存在，才使得運(yùn)放有了增益帶寬。這與理想運(yùn)放中的開(kāi)環(huán)增益是無(wú)窮大是不一樣的。
增益帶寬積的值可是有隱含條件的，就是這個(gè)值是在小信號(hào)下的帶寬，這個(gè)常說(shuō)的小信號(hào)是多小呢，印象中是100mVpp吧。但我們的運(yùn)放常用來(lái)放大大信號(hào)，輸出都在幾伏左右。工程師常見(jiàn)的問(wèn)題就是計(jì)算出來(lái)的帶寬夠啊，怎么在實(shí)際電路中就不夠了呢，原因就在這。因此大信號(hào)帶寬還要關(guān)注一個(gè)參數(shù)壓擺率SR。將在以后的貼子中介紹。
小結(jié)，增益帶寬積是表示小信號(hào)的增益帶寬。大信號(hào)另當(dāng)別論。
17—從開(kāi)環(huán)增益曲線(xiàn)談到運(yùn)放穩(wěn)定性
接part16還是先從開(kāi)環(huán)增益曲線(xiàn)談起，開(kāi)環(huán)境曲線(xiàn)為什么在低頻時(shí)為什么會(huì)有一個(gè)拐點(diǎn)呢？這個(gè)拐點(diǎn)就是運(yùn)放的主極點(diǎn)。運(yùn)放內(nèi)部的電路中也會(huì)有多個(gè)極點(diǎn)或零點(diǎn)。這個(gè)點(diǎn)就是運(yùn)放內(nèi)部（三級(jí)也好，兩級(jí)也罷）電路的主極點(diǎn)。如果是三級(jí)結(jié)構(gòu)的運(yùn)放，這個(gè)極點(diǎn)一般是由第二級(jí)的密勒電容來(lái)設(shè)定的，下圖就是單極點(diǎn)運(yùn)放的原理圖。
圖中Cc就是設(shè)定主極點(diǎn)的電容。下圖是一個(gè)兩級(jí)他全差分運(yùn)放的內(nèi)部電路原理圖，在圖中找找Cc。它就在M5管子上，并且根據(jù)密勒效應(yīng)放大。
為什么要引用Cc來(lái)設(shè)置運(yùn)放的主極點(diǎn)呢，而不把運(yùn)放設(shè)計(jì)成開(kāi)環(huán)增益是恒定值如130dB，那不更接近于理想運(yùn)放嘛。最主要原因就是，引放這個(gè)主極點(diǎn)補(bǔ)償，可以保證運(yùn)放的穩(wěn)定。并且為了穩(wěn)定，設(shè)計(jì)工程師會(huì)盡量把主極點(diǎn)壓低。最早的鼻祖級(jí)運(yùn)放如uA709就是沒(méi)有內(nèi)部補(bǔ)償?shù)?，所以需要外部補(bǔ)償，否則極易產(chǎn)生震蕩。
當(dāng)然這個(gè)極點(diǎn)會(huì)引入90度的相移，我們?cè)倏匆簧蠄D中的相位曲線(xiàn)，在10MHz附近又有一個(gè)45度的相移呢。這只能用一個(gè)條件來(lái)解釋?zhuān)褪窃谶@附近還有一個(gè)極點(diǎn)，只不過(guò)這個(gè)極點(diǎn)已經(jīng)在單位增益帶之外了，因此不會(huì)引起振蕩。但它也會(huì)引入一個(gè)問(wèn)題，使運(yùn)放的相位裕度變低。再看圖，我們發(fā)現(xiàn)在5.5MHz時(shí)，相移好像不只是90度，好像是110度左右。這就使得運(yùn)放的相位裕度變?yōu)?0度左右了。
再深刨幾句，分析運(yùn)放的穩(wěn)定性時(shí)總會(huì)分析運(yùn)放的環(huán)路增益Aβ，總會(huì)聽(tīng)到這樣的話(huà)當(dāng)Aβ=-1時(shí)運(yùn)放總產(chǎn)生震蕩。也就是環(huán)路中相移達(dá)到180度。其中A就是開(kāi)環(huán)增益，而β是放大電路的反饋系數(shù)，下圖簡(jiǎn)單的說(shuō)明了運(yùn)放的反饋網(wǎng)絡(luò)和β。
從根本上講，就是環(huán)路中有兩個(gè)極點(diǎn)。不幸的是運(yùn)放中A中已經(jīng)有了一個(gè)極點(diǎn)，引入了90度 (甚至以上的)相移了。再引入一個(gè)90度的相移，就不是困難的了。當(dāng)然這不是我們想看到的。
環(huán)路增益Aβ可以寫(xiě)成，A除以在反饋系數(shù)的倒數(shù)，1/β其實(shí)也就是電路的閉環(huán)增益：
上式還是不好分析，再把上式寫(xiě)成對(duì)數(shù)形式，這對(duì)我們就太有用了。
這個(gè)式子在波特圖上表示是什么呢，見(jiàn)下圖
咦，眼熟??！對(duì)，這張圖來(lái)源于資深工程師Tim Green寫(xiě)的關(guān)于運(yùn)放穩(wěn)定性的系列文章中的。圖中畫(huà)雙箭頭線(xiàn)的區(qū)域就是放大電路的環(huán)路增益。上面講到環(huán)路增益中有兩個(gè)極點(diǎn)就會(huì)產(chǎn)生振蕩。這在上面的波特圖中的表現(xiàn)是什么呢，就是運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益A與反饋系數(shù)的倒數(shù)1/β在波特圖中相交時(shí)的合并速度大于等于40dB/十倍頻程（上圖中，只有運(yùn)放的主極點(diǎn)，因此合并速度為20dB/十倍頻程）。
是什么原因引起了環(huán)路增益中產(chǎn)生了兩個(gè)極點(diǎn)了，從Aβ中可以看出A已有一個(gè)極點(diǎn)了。無(wú)非是A再加一個(gè)極點(diǎn)，或者β再引入一個(gè)極點(diǎn)，就足以讓電路不穩(wěn)定了。這里作為拋磚引玉。
我始終覺(jué)得運(yùn)放的壓擺率（SR）是與運(yùn)放的增益帶寬積GBW同等重要的一個(gè)參數(shù)。但它卻常常被人們所忽略。說(shuō)它重要的原因是運(yùn)入的增益帶寬積GBW是在小信號(hào)條件下測(cè)試的。而運(yùn)放處理的信號(hào)往往是幅值非常大的信號(hào)，這更需要關(guān)注運(yùn)放的壓擺率。
壓擺率可以理解為，當(dāng)輸入運(yùn)放一個(gè)階躍信號(hào)時(shí)，運(yùn)放輸出信號(hào)的最大變化速度，如下圖所示
它的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：
因此在運(yùn)放的數(shù)據(jù)手冊(cè)中查到的壓擺率的單位是V/us.下表就是運(yùn)放datasheet中標(biāo)出的運(yùn)放的壓擺率。
我在實(shí)驗(yàn)室里測(cè)過(guò)OPA333對(duì)階躍信號(hào)響應(yīng)的波形如下圖所示。希望能讓大家看的更直觀(guān)：
討論完定義和現(xiàn)象，我們來(lái)看一下壓擺率SR的來(lái)源。先看一下運(yùn)放的內(nèi)部結(jié)構(gòu)：
這個(gè)圖有點(diǎn)眼熟，是的，運(yùn)放的SR主要限制在內(nèi)部第二級(jí)的Cc電容上。這個(gè)電容同時(shí)也決定著運(yùn)放的帶寬。那運(yùn)放的壓擺率，主要是由于對(duì)第二級(jí)的密勒電容充電過(guò)程的快慢所決定的。再深究一下，這個(gè)電容的大小會(huì)影響到運(yùn)放的壓擺率，同時(shí)充電電流的大小也會(huì)影響到充電的快慢。這也就解釋了，為什么一般超低功耗的運(yùn)放壓擺率都不會(huì)太高。好比水流流速小，池子又大。只能花更長(zhǎng)的時(shí)間充滿(mǎn)池子。
下表是一些常用到TI運(yùn)放的壓擺率和靜態(tài)電流：
上面簡(jiǎn)單說(shuō)了一個(gè)影響壓擺率SR的因素。下面該說(shuō)SR對(duì)放大電路的影響了。它的直接影響，就是使輸出信號(hào)的上升時(shí)間或下降時(shí)間過(guò)慢，從而引起失真。下圖是測(cè)試的OPA333增益G=10時(shí)波形。由于OPA333的增益帶寬積為350kHz，理論上增益為10的時(shí)候的帶寬為35kHz。但下圖是24kHz時(shí)測(cè)試的結(jié)果。顯然輸出波形已經(jīng)失真，原因就是壓擺率不夠了。帶寬也變成了27kHz左右。
因此這里要引入一個(gè)重參數(shù)，重要程度堪比增益帶寬積。那就是運(yùn)放的全功率帶寬。雖然只是一個(gè)數(shù)學(xué)推導(dǎo)。
對(duì)于一個(gè)輸出為正弦波的信號(hào)，輸出電壓可表示為：
Vout = Vp * sin(2*pi*f*t)
這個(gè)輸出電壓對(duì)時(shí)間求導(dǎo)可得：
上式的max是指在求導(dǎo)后的余弦信號(hào)在t=0時(shí)得到最大值。這個(gè)很好理解，也就是說(shuō)原正弦信號(hào)在t=0時(shí)壓擺率最大。
可以看出dV/dt表示的壓擺率，跟信號(hào)的頻序有關(guān)，還與信號(hào)的輸出幅值有關(guān)。上式中，如果Vp是運(yùn)放的輸出滿(mǎn)幅值。則上式可表示為
此時(shí)FPBW就是運(yùn)放的滿(mǎn)功率帶寬了。記住它吧，它簡(jiǎn)值太重要了。例如如果想在100Khz以?xún)?nèi)得到正弦波的10Vo-p振幅,按照公式需要轉(zhuǎn)換速率的是6.3v/us以上的OP?？梢钥闯?，滿(mǎn)功率帶寬由壓擺率和輸出信號(hào)的幅值決定的。也就是壓擺率一定的情況下，輸出信號(hào)的幅值越大，全功率帶寬越小。這也解釋了上面OPA333的測(cè)試結(jié)果。
這里還要說(shuō)一個(gè)得要的公式，就是運(yùn)放的上升時(shí)間與帶寬的關(guān)系。如下式，面熟，這個(gè)公式在很多地方都見(jiàn)過(guò)。也太重要了，記住它吧。
今天我們深一點(diǎn)分析這個(gè)公式的由來(lái)。其實(shí)它是由一階系統(tǒng)的響應(yīng)計(jì)算而來(lái)的。對(duì)于一階RC的頻率響應(yīng)為
一階系統(tǒng)的階躍響應(yīng)為下式。
Vo=0.1Vm時(shí) t=0.1RC。(-ln0.9 =0.1)當(dāng)Vo=0.9Vm時(shí)，t=2.3RC (-ln0.1=2.3)。則RC階躍 響應(yīng)的時(shí)間為T(mén)r=2.2RC.
而對(duì)于一個(gè)一階RC的帶寬又可以表示為：BW=1/（2*pi*RC）。上升時(shí)間里也有RC，這兩個(gè)RC是同一個(gè)嘍。這句是廢話(huà)。那Tr=2.2/(2*pi* BW)=0.35/BW。
下面我們對(duì)這個(gè)結(jié)論用TINA進(jìn)行一下仿真。運(yùn)放為OPA2188，增益帶寬積為2MHz。運(yùn)放設(shè)置為增益為1的同向放大電路。輸入信號(hào)為10mV的階躍信號(hào)。輸出信號(hào)的上升時(shí)間為220.8ns-82.5nS=138.3nS.
下面看一下計(jì)算結(jié)果：計(jì)算結(jié)果為175nS。約20%的誤差。但也有很好的參考價(jià)值了。
20—建立時(shí)間(Settling Time)
相信關(guān)注運(yùn)放建立時(shí)間的人不是特別多，但是運(yùn)放的建立時(shí)間，對(duì)于其后的ADC至關(guān)重要。如一個(gè)16bits的ADC，它的一個(gè)LSB對(duì)應(yīng)的電壓范圍是其滿(mǎn)量程的15ppm, (百萬(wàn)分之十五) 。如果驅(qū)動(dòng)ADC的運(yùn)放還沒(méi)有達(dá)到最終的值就被ADC采樣了。這必然會(huì)引起ADC的采樣誤差。
放大器的建立時(shí)間是當(dāng)運(yùn)輸入為階躍信號(hào)時(shí)，運(yùn)放的輸出響應(yīng)進(jìn)入并保持在規(guī)定誤差帶所需的時(shí)間。這個(gè)誤差常見(jiàn)的值為0.1%, 0.05%,0.01%。一個(gè)杯具的時(shí)，誤差大小與建立時(shí)間不是線(xiàn)性關(guān)系。如誤差0.01%的建立時(shí)間可能是誤差0.1%的建立時(shí)間的30倍以上。神奇吧。下圖是運(yùn)放的建立時(shí)間的示例說(shuō)明圖，建立時(shí)間，就是從階躍信號(hào)開(kāi)始到信號(hào)誤差達(dá)到目標(biāo)值的這段時(shí)間。如圖上可以看出，運(yùn)放運(yùn)階躍信號(hào)的響應(yīng)會(huì)是一個(gè)含有過(guò)沖和振鈴的二階響應(yīng)。這個(gè)響應(yīng)看上去很熟悉，像控制系統(tǒng)的二階響應(yīng)。所以以下的分析與控制系統(tǒng)有相似性。
運(yùn)放的建立時(shí)間，主要有兩段組成，第一段是運(yùn)放的輸出電壓從起始值到達(dá)目標(biāo)值附近，這一過(guò)程是一個(gè)非線(xiàn)性過(guò)程。這一段的時(shí)長(zhǎng)是由給運(yùn)放的補(bǔ)償電容充電的電流所決定的。關(guān)于這個(gè)補(bǔ)償電壓，在運(yùn)放的壓擺率中提到過(guò)。因此也可以理解為第一段時(shí)間與運(yùn)放的壓擺率有關(guān)，（壓擺率的決定因素也是運(yùn)放補(bǔ)償電容充電的快慢）。第二段時(shí)間是指輸出已經(jīng)接近最終目標(biāo)值了，進(jìn)入這一階段后，運(yùn)放處在準(zhǔn)線(xiàn)性區(qū)。這一階段的特性，主要受運(yùn)放的零-極點(diǎn)對(duì)(doublets)影響。在高速運(yùn)放中，運(yùn)放的slew rate非常高，因此第一段時(shí)間非常短，因此建立時(shí)間主要由第二段時(shí)間所決定。
關(guān)于第二段時(shí)間，感興趣的可以參閱B.Yeshwant Kamath的經(jīng)典論文
Relationship Between Frequency Response and Settling Time of Operational Amplifiers
關(guān)于建立時(shí)間的測(cè)量方法，可能需要比較精密的電路，和參數(shù)良好的儀器。網(wǎng)上也有經(jīng)典的文章介紹。感興趣的可以找一下。
Measuring op amp settling time by using sample-and-hold technique
從運(yùn)放的指標(biāo)上講，運(yùn)放的建立時(shí)間會(huì)受到大信號(hào)參數(shù)-壓擺率 (SR)的影響和小信號(hào)參數(shù)-閉環(huán)增益的影響。下圖是一款運(yùn)放的建立時(shí)間與閉環(huán)增益的關(guān)系。
通過(guò)圖表可以看出，隨著閉環(huán)增益增加，建立時(shí)間也隨著增加。這是由于高增益時(shí)，運(yùn)放的閉環(huán)帶寬會(huì)降低，因此調(diào)整輸出誤差的環(huán)路增益(AolB)也會(huì)減小。最終造成放大電路建立時(shí)間的增加。
最后再羅嗦一句，對(duì)于數(shù)據(jù)采樣保持電路來(lái)說(shuō)，建立時(shí)間是非常重要的。尤其對(duì)于A(yíng)DC的輸入需要通過(guò)multiplexer在不同信號(hào)間切換的。一定要注意讓信號(hào)建立起來(lái)后，再進(jìn)行采樣。否則會(huì)引起不可預(yù)知的誤差。
這一個(gè)part，準(zhǔn)備寫(xiě)寫(xiě)關(guān)于運(yùn)放的總諧波失真。其實(shí)不只是總諧波失真，還有諧波失真，總諧波失真和噪聲（THD N），都是評(píng)價(jià)運(yùn)放在諧波失真方面的重要參數(shù)。
運(yùn)放的總諧波失真（THD）是當(dāng)運(yùn)放的輸入信號(hào)為純的正弦波時(shí)（這里說(shuō)純的正弦波是指無(wú)諧波的正弦波），運(yùn)放的輸入信號(hào)中的各次諧波（2次，3次，至n次）的均方根值，與輸出號(hào)基波的RMS值之比。定義如下式：
其實(shí)際測(cè)試時(shí)，一般只測(cè)試前五次諧波（2次到6次）。這是因?yàn)橹C波的幅值隨著諧波階次的增高而快速降低。六次以上的諧波已經(jīng)占總諧的比率非常小，相對(duì)來(lái)說(shuō)只是毛毛雨啦。因此只測(cè)前五次諧波已經(jīng)充分反應(yīng)全部的諧波成份了。（當(dāng)然在有些廠(chǎng)商的ADC中它們會(huì)測(cè)量到2-9次諧波，這樣的結(jié)果會(huì)更精確）
運(yùn)放的總諧波失真加噪聲很好理解，就是上式分母中再加上噪聲RMS值，定義如下式。式中的Vnoise是指可測(cè)量帶寬內(nèi)的噪聲的RMS值。
好多廠(chǎng)家的數(shù)據(jù)手冊(cè)中，標(biāo)示的THD其實(shí)代表著THD N，這是因?yàn)榇蟛糠譁y(cè)試系統(tǒng)并沒(méi)有區(qū)分與信號(hào)相關(guān)的諧波和其它噪聲信號(hào)。下表是datasheet中標(biāo)出的THD N值：
這里進(jìn)行一個(gè)小小的說(shuō)明，一般在音頻系統(tǒng)中，THD（或THD N）一般用百分比表示，如上表中的值，在通信系統(tǒng)中THD N一般用dB表示。
THD的測(cè)量方法，一般是將輸入信號(hào)的基波頻率，用窄帶陷波器濾除出去，然后測(cè)試其余的信號(hào)成分（包括諧波和噪聲）。常用的測(cè)量音頻THD的儀器為Audio Precision。
下面再說(shuō)一個(gè)運(yùn)放的datasheet中常出現(xiàn)的圖表，運(yùn)放的THD N是與放大電路的閉環(huán)增益相關(guān)的。增益越高TND N越低。這是因?yàn)樵陂]環(huán)增益提高時(shí)，放大電路的環(huán)路增益會(huì)隨之降低。使得運(yùn)放對(duì)非線(xiàn)性誤差的糾正能力一降。這就引出了運(yùn)入出現(xiàn)諧波失真的根本原因，是由于內(nèi)部器件或多或少的存在非線(xiàn)性效應(yīng)。
Datasheet中的表格中標(biāo)出的總諧波失真和噪聲的值是在增益為1的放大電路中測(cè)試的。因此它是一個(gè)非常好的值，當(dāng)我們?cè)O(shè)計(jì)的電路放大倍數(shù)增大時(shí)，看到TND N惡化現(xiàn)在不用覺(jué)得奇怪了。
另外一點(diǎn)時(shí)，現(xiàn)在許多的運(yùn)放都是軌至軌（rail to rail）輸入輸出的，一般都標(biāo)稱(chēng)能信號(hào)離運(yùn)放的電源軌只有10mV左右甚至更低。但這會(huì)有一個(gè)問(wèn)題，當(dāng)信號(hào)的在接近電源軌時(shí)，受非線(xiàn)性效應(yīng)的響應(yīng)，信號(hào)的TND N還是會(huì)惡化的。因此如果想保持良好的TND N。盡量不在使運(yùn)入的輸出信號(hào)太接近于電源軌。
最近比較忙，把這個(gè)主題中斷了，現(xiàn)在利用周末的時(shí)間，把這個(gè)主題繼續(xù)下去。希望本月能把運(yùn)放基本參數(shù)這一主題結(jié)貼。并開(kāi)始新的主題。
今天用一個(gè)貼子寫(xiě)兩個(gè)關(guān)于運(yùn)放輸出特性的小主題，一個(gè)是Rail-Rail 輸出，另一個(gè)是輸入短路電流。
先說(shuō)軌至軌輸出(rail to rail output)?，F(xiàn)在在低電壓運(yùn)放的中，很多都是軌至軌輸出。運(yùn)放的軌至軌輸出是由MOS作輸出級(jí)設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)的。早期的運(yùn)算放大器輸出級(jí)是帶有NPN電流源或下拉電阻的NPN射極跟隨器。這種使用BJT的互補(bǔ)共射極輸出級(jí)無(wú)法完全擺動(dòng)到電源軌，只能擺動(dòng)到電源軌的晶體管飽和電壓CESAT范圍內(nèi)。對(duì)于較小的負(fù)載電流(小于100 μA )，飽和電壓可能低至5至10 mV；但是，對(duì)于較高負(fù)載電流，飽和電壓可能增加至數(shù)百毫伏
軌至軌輸出的本意是指，運(yùn)放的輸出電壓可以達(dá)到電源軌。但實(shí)際是它是十分接近電源軌。只說(shuō)這么一個(gè)定義是沒(méi)有多大意義的。下面要說(shuō)一下這里關(guān)于軌至軌輸出的一些需要注意的問(wèn)題。
先看下圖，是OPA376的datasheet上的數(shù)據(jù)?？吹皆诓煌?fù)載下的輸出離電源軌的電壓值是不同的。
這是由于采用CMOS FET構(gòu)建的輸出級(jí)（如下圖）可以提供近乎真正軌到軌的性能，但只是在空載條件下。如果運(yùn)算放大器輸出必須流出或吸入相當(dāng)大的電流，則輸出電壓擺幅會(huì)降低，降幅為FET 內(nèi)部導(dǎo)通電阻上的I×R 壓降。一般而言，精密放大器的導(dǎo)通電阻在100 Ω 左右，但高電流驅(qū)動(dòng)CMOS 放大器的導(dǎo)通電阻可能小于10 Ω。這就是引起輸入不能完全達(dá)到電源軌的根本原因。
另一方面，運(yùn)放的輸出信號(hào)到軌的電壓值，隨溫度而變化。這同樣可以在OPA376的datasheet中的表格中看到，并且在全溫范圍內(nèi)，一般會(huì)出現(xiàn)在高溫的情況，輸出信號(hào)到軌的電壓值會(huì)變大。這是由于MOS導(dǎo)通電阻，具有正溫度系數(shù)，溫度越高，導(dǎo)通電阻越大。這也就是造成了全溫范圍內(nèi)壓差VSAT = VS – VOUT會(huì)變大。
下面引出一張圖表，這張圖表在運(yùn)放的datasheet中非常常見(jiàn)，但也經(jīng)常被忽略，它反應(yīng)了一個(gè)重要結(jié)論：隨著溫度的上升，和輸出電流的上升，運(yùn)放輸出信號(hào)與電源軌的壓差VSAT = VS – VOUT也隨之增大。原因正如上面所解釋的。當(dāng)然還有一個(gè)問(wèn)題，當(dāng)輸出電壓越接近電源軌時(shí)，信號(hào)的失真會(huì)變的差一點(diǎn)。因此沒(méi)有真正能達(dá)到電源軌輸出的運(yùn)放。根據(jù)上面的原因，離電源軌遠(yuǎn)一點(diǎn)，更容易達(dá)到高的信號(hào)質(zhì)量。
運(yùn)放的輸出短路電流是用來(lái)表明運(yùn)放輸出級(jí)輸入或灌入電流的能力，這一指標(biāo)表明了運(yùn)放的驅(qū)動(dòng)能力。一般的運(yùn)放最大輸出短路電流在幾十個(gè)mA的水平，看上去不算很小。但在一些情況下也會(huì)引起問(wèn)題，因此本貼花點(diǎn)時(shí)間來(lái)寫(xiě)一下這個(gè)問(wèn)題。
下圖是OPA376的輸出短路電流，看得出源電流和灌電流是不同的，一個(gè)是30mA，另一個(gè)是50mA.
運(yùn)放的輸出短路電流在反映一個(gè)重要的性能，就是驅(qū)動(dòng)負(fù)載的能力，尤其是當(dāng)輸出信號(hào)幅值比較大時(shí)，負(fù)載電阻較小時(shí)，如一個(gè)輸入20Vpp的正弦波信號(hào)，加在一個(gè)100ohm上時(shí)，則加在負(fù)載上的電流有有效值為7.07V/100ohm=70.7mA。
另一種的確定電流驅(qū)動(dòng)能力的方法，是使用輸出電流和輸出電壓圖。圖1顯示LMH6642的輸出電流和輸出電壓圖。對(duì)于大多數(shù)器件，通常會(huì)對(duì)源電流(圖2a)和阱電流(圖2b)這兩種情況分別給出一張圖。
圖2：LMH6642的輸出特征
運(yùn)用這種圖，就能夠估算出對(duì)于給定的輸出擺幅運(yùn)放所能提供的電流。這些圖由芯片廠(chǎng)商，用來(lái)顯示放大器的輸出電流能力與輸出電壓之間的關(guān)系。
請(qǐng)注意，在圖2中，描述了'來(lái)自V 的Vout'與輸出源電流的關(guān)系，以及'來(lái)自V-的Vout'與輸出阱電流的關(guān)系。用這種方法來(lái)表示數(shù)據(jù)的原因之一是，和輸出電壓相對(duì)于地的表示方法相比，它能被更容易地應(yīng)用于單電源或雙電源操作。另一個(gè)原因是由于電壓余量比總的電源電壓對(duì)于輸出電流的影響要大得多，因此對(duì)于任意的電源電壓，即使在數(shù)據(jù)手冊(cè)上找不到精確對(duì)應(yīng)的條件，這種數(shù)據(jù)手冊(cè)方法也能使設(shè)計(jì)者通過(guò)一組最接近的曲線(xiàn)來(lái)進(jìn)行粗略的計(jì)算。
圖中能夠用來(lái)預(yù)測(cè)一個(gè)給定負(fù)載上的電壓擺幅。如果坐標(biāo)軸是線(xiàn)性的，設(shè)計(jì)者只需要在圖中的特征曲線(xiàn)上加上一條負(fù)載曲線(xiàn)，通過(guò)這兩條曲線(xiàn)的交點(diǎn)就能確定電壓擺幅。
本文的標(biāo)題有此讓人迷惑，運(yùn)放的輸出阻抗怎么會(huì)有兩個(gè)呢，它們有啥區(qū)別呢。下面先來(lái)說(shuō)一下他們的定義，從定義中可以看出它們的區(qū)別。Ro定義為運(yùn)放的開(kāi)環(huán)輸出阻抗。Rout定義為運(yùn)放的閉環(huán)輸出阻抗。定義看上去很明確但理解起來(lái)還是不夠直觀(guān)?？聪旅娴膱D，Ro是由運(yùn)放內(nèi)部輸出級(jí)決定的，不隨閉環(huán)增益的變化而變化?？梢岳斫鉃檫\(yùn)放的本征參數(shù)。
而Rout則不同，它是運(yùn)放構(gòu)成環(huán)閉放大電路后，從輸出端看進(jìn)去的阻抗，需要在輸出端進(jìn)行測(cè)量才能得到。當(dāng)然它會(huì)隨著閉環(huán)增益變化而變化。
講完定義，下面講一下它們倆的關(guān)系，公式很簡(jiǎn)單：
具體推導(dǎo)過(guò)程，在Tim Green的經(jīng)典應(yīng)用文檔集“運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性”第三篇，有詳細(xì)的推導(dǎo)過(guò)程，這里不見(jiàn)重復(fù)了。(此處省略?xún)砂僮?，呵?。
下面著重分析一下，Ro對(duì)放大電路的影響，通過(guò)分析，我們可以看到Ro的危害，并在進(jìn)行放大電路設(shè)計(jì)時(shí)，關(guān)注到所選用的運(yùn)放的Ro值。
由于Ro的存在，并且不像理解運(yùn)放中的為零，運(yùn)放在驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載時(shí)，就會(huì)出問(wèn)題了。主要問(wèn)題是Ro和負(fù)載電容相互作用給放電大路的環(huán)路增益引入一個(gè)極點(diǎn)，下面就是上面電路中Ro和負(fù)載電容引入的極點(diǎn)的計(jì)算結(jié)果。這個(gè)極點(diǎn)的拐點(diǎn)頻率為5.545KHz。好低哦。
fpo1 = 1/(2?П?ROCL)
fpo1 = 1/(2?П?28.7??1μF)
fpo1 = 5.545kHz
引入這個(gè)極點(diǎn)又會(huì)發(fā)生什么呢？它會(huì)使放大電路不穩(wěn)定，看下面的圖，它將環(huán)路增益畫(huà)成了波特圖進(jìn)行分析，關(guān)于這一分析方法在Tim Green的經(jīng)典應(yīng)用文檔集“運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性”中有詳細(xì)介紹。
可見(jiàn)引入的這一新的極點(diǎn)Fpo1使得運(yùn)放的開(kāi)環(huán)益在Fpo1以后以40dB/dec的速度滾降。它反饋系數(shù)倒數(shù)的直線(xiàn)時(shí)在相交點(diǎn)fcl時(shí)閉合速度為40dB/dec。這足以使放大電路不穩(wěn)定了。（注：放大電路穩(wěn)定性的判據(jù)為開(kāi)環(huán)增益Aol曲線(xiàn)與反饋系數(shù)的倒數(shù)曲線(xiàn)在相交點(diǎn)fcl處的閉合速度為20dB/dec則放大電路穩(wěn)定）
即使放大電路沒(méi)有發(fā)生震蕩，它也會(huì)使得放大電路對(duì)方波響應(yīng)時(shí)有一個(gè)過(guò)沖。如下圖，是在不同負(fù)載電路下小信號(hào)過(guò)沖的曲線(xiàn)。從曲線(xiàn)中可以看出，500pF的負(fù)載電路可以使放大電路過(guò)沖達(dá)50%。這個(gè)曲線(xiàn)很重要哦，在很多運(yùn)放的datasheet中會(huì)給出。
關(guān)于運(yùn)放datasheet中未給出Ro的值時(shí)，請(qǐng)參照Tim Green的應(yīng)用文檔集“運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性”第三篇。文章有詳細(xì)換算過(guò)程，節(jié)省時(shí)間，就不附上了。
又忙了一段時(shí)間，今天終于抽出點(diǎn)時(shí)間把運(yùn)放參數(shù)的詳細(xì)解釋系列博客寫(xiě)完了。最后一小節(jié)還是寫(xiě)點(diǎn)，非常重要而極易被人忽略的問(wèn)題——運(yùn)放的熱阻。
在運(yùn)放的datasheet中經(jīng)常見(jiàn)到如下表所示的參數(shù)：來(lái)自THS3091的datasheet.
經(jīng)常看到兩個(gè)參數(shù)，但又常被人忽略。下面先解釋什么叫熱阻。半導(dǎo)體封裝的熱阻是指器件在消耗了１[Ｗ]功率時(shí)以產(chǎn)生的元件和封裝表面或者周?chē)臏囟炔睢＿@聽(tīng)起來(lái)有點(diǎn)難理解，看下面的圖，和公式。
TJ= PD( RθJA) TA
公式看上去有些難理解，一點(diǎn)一點(diǎn)解釋。TA是指芯片的環(huán)境溫度。Tj是指芯片的結(jié)溫，也是指芯片內(nèi)部Die的溫度。這兩者之間的溫度差只與芯片的功耗和熱阻有關(guān)，那通過(guò)上面的公式，可以計(jì)算出熱阻的定義公式：
上面的定義可以知道熱阻的單位，是 溫度/功耗。 這也就是上面第一個(gè)表格中看到的熱阻單位。
上面說(shuō)完了熱阻的定義，下面就說(shuō)說(shuō)常見(jiàn)到的兩個(gè)熱阻參數(shù)。第一個(gè)是θJC, 這個(gè)是表示，芯片內(nèi)部結(jié)溫junction和芯片封裝外殼case之間的熱阻， 這個(gè)值一般相對(duì)比較小。別一個(gè)是θJA，這個(gè)是表示芯片結(jié)溫junction與芯片ambient的環(huán)境之間的熱阻,這個(gè)熱阻一般要比θJC大一些。這是由于芯片的外殼向周?chē)h(huán)境散熱要難一些。因此我們?cè)趯?shí)驗(yàn)室的室溫環(huán)境下，去摸高功耗的芯片外殼還是很熱。
關(guān)于運(yùn)放的熱阻聽(tīng)了上面的一大堆理論后，看下面的圖，畫(huà)的非常清淅，θCA也有清淅的示意。
上面講了很多理論，最后說(shuō)一點(diǎn)熱設(shè)計(jì)的注意事項(xiàng)。當(dāng)芯片的工作電流非常大時(shí)，芯片的封裝熱阻比較大時(shí)，就要注意散熱設(shè)計(jì)了。如THS3091用 /-15V供電工作在高頻時(shí)，輸出信號(hào)幅度又大時(shí)，電流可以達(dá)到50mA之上。此時(shí)芯片的功耗為1.5W以上。采用無(wú)散熱pad的芯片時(shí)，溫升會(huì)非常高。芯片的datasheet上的熱阻是在JEDEC標(biāo)準(zhǔn)定義的板子上測(cè)試的。一般實(shí)際的電路板散熱可能沒(méi)有那么好，
芯片datasheet上一般給出最高結(jié)溫為150°C。但長(zhǎng)時(shí)間工作的芯片，結(jié)溫不能超過(guò)125°C。下面是THS 3091的datasheet中給出的最大結(jié)溫參數(shù)。
本系列博文至此完。
寫(xiě)在最后：
斷斷續(xù)續(xù)近四個(gè)月的時(shí)間，終于把運(yùn)放的基本參數(shù)的詳細(xì)解釋和分析系列主題貼完成了。由于時(shí)間倉(cāng)促，內(nèi)容難免有些粗糙和不完善，其中還不乏錯(cuò)誤，有細(xì)心的讀者認(rèn)真的指出了幾個(gè)錯(cuò)誤。
