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斜坡補(bǔ)償?shù)囊?div> 鑒于以下原因,峰值電流控制必須考慮采用斜坡補(bǔ)償。 當(dāng)電流模式控制變換器的占空比超過50%的時(shí)候，變換器會在開關(guān)頻率的次諧波頻率點(diǎn)出現(xiàn)振蕩，準(zhǔn)確地說是在一半開關(guān)頻率的地方，除非采取斜坡補(bǔ)償措施。斜坡補(bǔ)償?shù)亩x：在電流模式控制下，當(dāng)電流達(dá)到一定大小時(shí)（由誤差放大器輸出設(shè)定）開關(guān)關(guān)斷。如果占空比超過50%，電感電流的上升時(shí)間就大于整個(gè)周期的50%，那么電流下降時(shí)間就小于一個(gè)周期的50%’。在較短的時(shí)間內(nèi)，電流還沒有來得及回到靜態(tài)初始值，下一個(gè)周期接著又開始了。下一個(gè)周期的初始電流變大了。在接下來的這個(gè)周期里，電感電流很快就上升到參考點(diǎn)，使導(dǎo)通時(shí)間變短，占空比變得更窄；和上一個(gè)周期相比，這個(gè)周期的占空比減小到50%以內(nèi)。但是這樣又導(dǎo)致關(guān)斷時(shí)間太長，下一個(gè)周期電流的初始值太小，又使得占空比再一次超過50%。如此循環(huán)，電流以間隔一個(gè)周期過大和過小的方式出現(xiàn)振蕩。 1 電路的穩(wěn)定性 圖 2、圖3 分別是占空比大于50%和小于50%的尖峰電流控制的電感電流波形圖。其中Ve 是電壓放大器輸出的電流設(shè)定值,?Io 是擾動電流,ｍ1、ｍ2 分別是電感電流的上升沿及下降沿斜率。由圖可知,當(dāng)占空比小于50%時(shí)擾動電流引起的電流誤差?I1 變小了,而占空比大于50%時(shí)擾動電流引起的電流誤差? I1 變大了。所以尖峰電流模式控制在占空比大于50%時(shí),經(jīng)過一個(gè)周期會將擾動信號擴(kuò)大,從而造成工作不穩(wěn)定,這時(shí)需給ＰＷＭ比較器加坡度補(bǔ)償以穩(wěn)定電路,如圖4 所示。加了坡度補(bǔ)償,即使占空比小于50%,電路性能也能得到改善。 圖5 m=m2 時(shí)，電感電流波形 對于 BUCK 電路，補(bǔ)償坡度是V0/L，由于輸入電壓恒定，所以補(bǔ)償值便于計(jì)算并恒定；對于Boost 電路，補(bǔ)償坡度是(Vin-Vo)/L，由于輸入電壓隨電網(wǎng)變化，所以補(bǔ)償值不恒定，這樣對于固定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，很多時(shí)候會發(fā)生過補(bǔ)償或欠補(bǔ)償，降低了電路的性能并導(dǎo)致波形畸變，因此，Boost 電路通常不采用峰值電流控制而是采用平均電流控制的模式，來避免斜坡補(bǔ)償。 2.減小尖峰值/平均值誤差 電流模式控制的實(shí)質(zhì)是使平均電感電流跟隨誤差電壓 Ve 設(shè)定的值,即可用一個(gè)恒流源來代替電感,使整個(gè)系統(tǒng)由二階降為一階。但如圖6 所示,尖峰電流控制模式中隨著占空比Ｄ1、Ｄ2 的不同,電感電流的平均值I1、I2 亦不同。如圖7 示,可以通過斜坡補(bǔ)償來獲得不同占空比下一致的電感電流。 另外圖7 所示的電感電流平均值和峰值間也存在差值,在ＢＵＣＫ電路中由于電感電流的紋波相對電感電流的平均值很小,并且存在電壓外環(huán)的校正作用,所以峰值和平均值的這種誤差可以忽略;在ＢＯＯＳＴ電路中,峰值要跟隨輸入電網(wǎng)的正弦波,所以和平均值間的誤差很大。這種誤差最大,需要一個(gè)大電感來使電感電流的紋波變小,減小抗干擾能力。這也是在ＢＯＯＳＴ中采用平均值電流模式的原因。 3.抑制次諧波振蕩 內(nèi)部電流環(huán)的增益尖峰是電流模式控制的一個(gè)重要問題。這種增益尖峰發(fā)生在二分之一開關(guān)頻率處,使相移超出范圍,導(dǎo)致不穩(wěn)定,并使電壓環(huán)進(jìn)入次諧波振蕩。這時(shí)在連續(xù)固定的驅(qū)動脈沖下,輸出占空比卻在變化,如圖8 所示。采用斜坡被償也能很好地抑制次諧波振蕩。 由此可以繪出每個(gè)周期等效電感電流的瞬時(shí)值、電感電流誤差和周期Ｔ的關(guān)系曲線如圖9 所示。由圖9 可以看出,電感電流是一個(gè)按二分之一開關(guān)頻率衰減的正弦波,類似于一個(gè)ＲＬＣ響應(yīng)電路。這種電流有兩個(gè)不利之處: ?、?電感電流對電源或負(fù)載的瞬態(tài)變化產(chǎn)生振鈴響應(yīng); ?、?在開關(guān)頻率附近控制環(huán)路增益達(dá)到最高,從而產(chǎn)生不穩(wěn)定趨向。 通過斜坡補(bǔ)償可以抑制這種振鈴電感電流,例如當(dāng)補(bǔ)償坡度為電感電流下降沿的斜率時(shí)(即ｍ=-ｍ2),振鈴電流在一個(gè)周期內(nèi)就完全得到了抑制。 斜坡補(bǔ)償設(shè)計(jì)步驟： 圖 10 示出斜坡補(bǔ)償電路。Ｒ1 和Ｒ2 組成了從晶振的輸出到限流引腳(腳1)的分壓網(wǎng)絡(luò),迭加斜坡補(bǔ)償信號到初級的電流波形,Ｒ1、Ｒ2 值的比例決定了所加的斜坡補(bǔ)償量。電容Ｃ1是交流耦合電容,使晶振的交流分量耦合到Ｒ2,去掉了直流偏置部分。Ｃ2 和Ｒ1 組成濾波電路,濾去初級Ｉｐ中的前沿尖峰,避免誤動作。? ＶＯＳＣ是晶振鋸齒波的峰峰值。將電容去掉得到圖11 簡化電路。 6．計(jì)算斜坡補(bǔ)償值： 斜坡補(bǔ)償電壓COMP V 為： 式中 M ——補(bǔ)償比率，應(yīng)大于0.5，一般取0.75-1。 四、電流控制技術(shù)及斜坡補(bǔ)償?shù)膽?yīng)用 1. 平均電流法Ｂｏｏｓｔ電路設(shè)計(jì)實(shí)例 設(shè)計(jì) 1200Ｗ功率因數(shù)校正電路,采用Ｂｏｏｓｔ電路的拓?fù)?平均電流法的控制電路,ＵＣ3854ＢＮ的控制芯片。 電路參數(shù)如下: 輸入電壓:Ｖin=220Ｖ±25%(165Ｖ～275Ｖ); 直流輸出電壓:Ｖo=410Ｖ; 開關(guān)頻率:fs=80ｋＨｚ; 功率因數(shù):PF>0.993; 效率:?>0.95; 電感:L=600μＨ; 檢測變壓器變比:1∶100; 檢測電阻:15O。 ?、匐娏鳝h(huán)設(shè)計(jì)為了穩(wěn)定運(yùn)行,須進(jìn)行電流環(huán)相位補(bǔ)償。 電流環(huán)補(bǔ)償后在開關(guān)頻率附近提供平穩(wěn)增益。在低頻的零點(diǎn)響應(yīng)提供高增益完成平均電流控制工作。在開關(guān)頻率附近誤差放大器的增益要配合電感電流的下降沿。本設(shè)計(jì)開關(guān)頻率為80KHz,單位增益交越頻率應(yīng)為14KHz(1/6 開關(guān)頻率),但本電流環(huán)的主要工作是跟蹤線電流,故10KHz 的帶寬是合適的值。電流環(huán)的零點(diǎn)必須設(shè)置在交越頻率上,或低于交越頻率處。如設(shè)置在交越頻率上,相位裕度有45°,低于交越頻率則相位裕度更大點(diǎn)。45°的相位裕度的系統(tǒng)工作穩(wěn)定、低過沖、干擾小,所以將零點(diǎn)設(shè)置在略低于交越頻率處(fs 為10KHz)。當(dāng)極點(diǎn)高于開關(guān)頻率的1/2 時(shí),極點(diǎn)不會影響控制環(huán)的頻率響應(yīng)。為了減少對噪聲的敏感性,極點(diǎn)通常設(shè)置在開關(guān)頻率附近。本設(shè)計(jì)設(shè)置極點(diǎn)在開關(guān)頻率處(fp 為80ｋＨｚ)。設(shè)計(jì)電流環(huán)的過程為先算出零點(diǎn)時(shí)功率部分的增益,而功率部分增益乘以電流放大器增益為整個(gè)電流環(huán)增益,整個(gè)電流環(huán)的增益為1 時(shí)算出電流放大器的交越頻率(即零點(diǎn)),并且在交越頻率處電流環(huán)的增益是功率部分增益的倒數(shù),由此算出電流環(huán)的增益,由該增益算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電阻,由電阻和零點(diǎn)頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)電容,再由極點(diǎn)頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)電容。具體計(jì)算過程為:電感電流的下降沿=(Ｖo-Ｖin)/Ｌ;最壞情況(Ｖin=0),電感電流的下降沿= ?。謔/Ｌ;晶振坡度=Ｖs/Ｔs=Ｖsｆs。因?yàn)殡娏鞣糯笃鞯妮敵霾荒艽笥诰д竦妮敵?即電感電流的坡度不能大于晶振的坡度,所以電流放大器的增益最大時(shí)PWM 比較器的兩個(gè)輸入端信號相等,此時(shí)最大電流放大器增益為: ②電壓環(huán)設(shè)計(jì)為了工作穩(wěn)定,必須進(jìn)行電壓環(huán)補(bǔ)償。 與穩(wěn)定性相比,功率因數(shù)校正電路電壓環(huán)更需要的是保持輸入線電流畸變小。電壓環(huán)的帶寬必須設(shè)計(jì)得足夠低以衰減輸出電容上的工頻2 次諧波;電壓誤差放大器也必須有足夠的相位裕度以在相位上跟蹤輸入電流,使功率因數(shù)提高。Ｂｏｏｓｔ電路輸出部分的低頻模式是電流源驅(qū)動電容的一階電路,功率部分和電流反饋環(huán)組成該電流源,輸出電容組成該電容,該模式具有-20ｄＢ/十倍頻的增益特性。如果電壓反饋環(huán)在這附近閉合,它將有恒定的增益并且穩(wěn)定,但在抑制2 次諧波引起的畸變方面性能差,放大器需要一個(gè)極點(diǎn)以減少紋波電壓增益,并且使相移為90°,由此找到單位增益交越頻率和極點(diǎn)位置。電壓環(huán)的設(shè)計(jì)與要達(dá)到的ＴＨＤ有關(guān),電壓誤差放大器輸出端產(chǎn)生的1.5%的2 次諧波將在電路輸入端產(chǎn)生0.75%的3 次諧波。因?yàn)樵谠O(shè)計(jì)中要求ＴＨＤ不大于3%,允許分配給電壓誤差放大器的輸出紋波比例是1.5%。為了提供足夠的相位裕度,極點(diǎn)設(shè)置在交越頻率上,整個(gè)回路增益將在45°的相位裕度。圖15 為電壓環(huán)的增益圖,圖16 為電壓誤差放大器的電路圖。 電壓環(huán)部分的設(shè)計(jì)從計(jì)算輸出電容上允許的 2 次諧波電壓開始,再計(jì)算電壓放大器允許的輸出2 次諧波,及由此算出電壓放大器的2 次諧波增益值,由該增益值可以算出電壓環(huán)的補(bǔ)償電容。功率部分的增益和電壓環(huán)的增益組成整個(gè)電壓環(huán)的增益,整個(gè)電壓環(huán)的增益為1 時(shí)算出交越頻率。再由交越頻率算出補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電阻。計(jì)算方式如下: ③ Lr=6.5μＨ,其值根據(jù)ｋ求得; ?、?Ls=30μＨ,確定Ｌｓ值最直接的方法是要求Ｖr 工作范圍滿足Ｖ/10<Ｖｒ<Ｖ/2。Ｌｓ值大小的選擇應(yīng)確保在所有的輸入電壓范圍內(nèi)Tron 和Troff都是有效的,并且采用PFC 時(shí)達(dá)到最小的電壓應(yīng)力; ⑤ Cs=2μＦ,在整個(gè)開關(guān)周期內(nèi)ＣS 可被看作是相對恒定的值。這樣可保證Ls 和Cs 的諧振周期是開關(guān)周期的若干倍。 2.峰值電流控制芯片UC3846 進(jìn)行斜坡補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)舉例 主電路拓?fù)洳捎秒p管正激電路 UC3846 的斜坡補(bǔ)償選擇電路根據(jù)峰值電流控制的電路圖可以看到,加入斜坡補(bǔ)償有兩種方法,一種是將斜坡補(bǔ)償信號加到電流檢測信號中,如圖17 所示;另一種是將斜坡補(bǔ)償信號從誤差電壓信號中減去,如圖18 所示。 前一種實(shí)現(xiàn)方法簡單,但由于斜坡補(bǔ)償信號的加入,有可能在實(shí)現(xiàn)電流限制功能時(shí)產(chǎn)生誤差。第二種方法實(shí)現(xiàn)時(shí)必須滿足兩個(gè)條件:①在開關(guān)頻率附近,電壓放大器的增益必須為一個(gè)固定的常數(shù)Ｒ1/Ｒ2;②當(dāng)射極斜坡補(bǔ)償時(shí),電流放大器和電壓放大器都必須考慮進(jìn)去。改進(jìn)第一種方法得到圖19 所示電路,射極跟隨器的接入減小了晶振端的輸出阻抗。 參數(shù)選擇采用單端正激電路設(shè)計(jì)1000Ｗ通信電源,以UC3846 作為控制芯片,交流輸入165～275Ｖ;輸出50V,20A;工作頻率80k Hz;匝比8/1（Np/Ns）,檢測電阻Rsense=0.4O;輸出電感L=40uH;晶振電容CT=1nF;死區(qū)時(shí)間0.145us 計(jì)算步驟：
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