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【電源設(shè)計(jì)小貼士1】如何為電源選擇正確的工作頻率？ 圖1顯示的是降壓電源頻率與體積的關(guān)系。頻率為100 kHz時(shí)，電感占據(jù)了電源體積的大部分（深藍(lán)色區(qū)域）。如果我們假設(shè)電感體積與其能量相關(guān)，那么其體積縮小將與頻率成正比例關(guān)系。由于某種頻率下電感的磁芯損耗會(huì)極大增高并限制尺寸的進(jìn)一步縮小，因此在此情況下上述假設(shè)就不容樂(lè)觀了。如果該設(shè)計(jì)使用陶瓷電容，那么輸出電容體積（褐色區(qū)域）便會(huì)隨頻率縮小，即所需電容降低。另一方面，之所以通常會(huì)選用輸入電容，是因?yàn)槠渚哂屑y波電流額定值。該額定值不會(huì)隨頻率而明顯變化，因此其體積（黃色區(qū)域）往往可以保持恒定。另外，電源的半導(dǎo)體部分不會(huì)隨頻率而變化。這樣，由于低頻開關(guān)，無(wú)源器件會(huì)占據(jù)電源體積的大部分。當(dāng)我們轉(zhuǎn)到高工作頻率時(shí)，半導(dǎo)體（即半導(dǎo)體體積，淡藍(lán)色區(qū)域）開始占據(jù)較大的空間比例。  圖1 電源組件體積主要由半導(dǎo)體占據(jù)
該曲線圖顯示半導(dǎo)體體積本質(zhì)上并未隨頻率而變化，而這一關(guān)系可能過(guò)于簡(jiǎn)單化。與半導(dǎo)體相關(guān)的損耗主要有兩類：傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。同步降壓轉(zhuǎn)換器中的傳導(dǎo)損耗與MOSFET的裸片面積成反比關(guān)系。MOSFET面積越大，其電阻和傳導(dǎo)損耗就越低。 開關(guān)損耗與MOSFET開關(guān)的速度以及MOSFET具有多少輸入和輸出電容有關(guān)。這些都與器件尺寸的大小相關(guān)。大體積器件具有較慢的開關(guān)速度以及更多的電容。圖2顯示了兩種不同工作頻率 (F) 的關(guān)系。傳導(dǎo)損耗 (Pcon)與工作頻率無(wú)關(guān)，而開關(guān)損耗 (Psw F1 和 Psw F2) 與工作頻率成正比例關(guān)系。因此更高的工作頻率 (Psw F2) 會(huì)產(chǎn)生更高的開關(guān)損耗。當(dāng)開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗相等時(shí)，每種工作頻率的總損耗最低。另外，隨著工作頻率提高，總損耗將更高。 但是，在更高的工作頻率下，最佳裸片面積較小，從而帶來(lái)成本節(jié)約。實(shí)際上，在低頻率下，通過(guò)調(diào)整裸片面積來(lái)最小化損耗會(huì)帶來(lái)極高成本的設(shè)計(jì)。但是，轉(zhuǎn)到更高工作頻率后，我們就可以優(yōu)化裸片面積來(lái)降低損耗，從而縮小電源的半導(dǎo)體體積。這樣做的缺點(diǎn)是，如果我們不改進(jìn)半導(dǎo)體技術(shù)，那么電源效率將會(huì)降低。  圖2 提高工作頻率會(huì)導(dǎo)致更高的總體損耗
如前所述，更高的工作頻率可縮小電感體積；所需的內(nèi)層芯板會(huì)減少。更高頻率還可降低對(duì)于輸出電容的要求。有了陶瓷電容，我們就可以使用更低的電容值或更少的電容。這有助于縮小半導(dǎo)體裸片面積，進(jìn)而降低成本。 【電源設(shè)計(jì)小貼士2】：如何駕馭噪聲電源？ 無(wú)噪聲電源并非是偶然設(shè)計(jì)出來(lái)的。一種好的電源布局是在設(shè)計(jì)時(shí)最大程度的縮短實(shí)驗(yàn)時(shí)間?；ㄙM(fèi)數(shù)分鐘甚至是數(shù)小時(shí)的時(shí)間來(lái)仔細(xì)查看電源布局，便可以省去數(shù)天的故障排查時(shí)間。 圖 1 顯示的是電源內(nèi)部一些主要噪聲敏感型電路的結(jié)構(gòu)圖。將輸出電壓與一個(gè)參考電壓進(jìn)行比較以生成一個(gè)誤差信號(hào)，然后再將該信號(hào)與一個(gè)斜坡相比較，以生成一個(gè)用于驅(qū)動(dòng)功率級(jí)的 PWM（脈寬調(diào)制）信號(hào)。 電源噪聲主要來(lái)自三個(gè)地方：誤差放大器輸入與輸出、參考電壓以及斜坡。對(duì)這些節(jié)點(diǎn)進(jìn)行精心的電氣設(shè)計(jì)和物理設(shè)計(jì)有助于最大程度地縮短故障診斷時(shí)間。一般而言，噪聲會(huì)與這些低電平電路電容耦合。一種卓越的設(shè)計(jì)可以確保這些低電平電路的緊密布局，并遠(yuǎn)離所有開關(guān)波形。接地層也具有屏蔽作用。  圖 1 低電平控制電路的諸多噪聲形成機(jī)會(huì) 誤差放大器輸入端可能是電源中最為敏感的節(jié)點(diǎn)，因?yàn)槠渫ǔ＞哂凶疃嗟倪B接組件。如果將其與該級(jí)的極高增益和高阻抗相結(jié)合，后患無(wú)窮。在布局過(guò)程中，您必須最小化節(jié)點(diǎn)長(zhǎng)度，并盡可能近地將反饋和輸入組件靠近誤差放大器放置。如果反饋網(wǎng)絡(luò)中存在高頻積分電容，那么您必須將其靠近放大器放置，其他反饋組件緊跟其后。并且，串聯(lián)電阻-電容也可能形成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。最理想的結(jié)果是，將電阻靠近誤差放大器輸入端放置，這樣，如果高頻信號(hào)注入該電阻-電容節(jié)點(diǎn)時(shí)，那么該高頻信號(hào)就不得不承受較高的電阻阻抗—而電容對(duì)高頻信號(hào)的阻抗則很小。 斜坡是另一個(gè)潛在的會(huì)帶來(lái)噪聲問(wèn)題的地方。斜坡通常由電容器充電（電壓模式）生成，或由來(lái)自于電源開關(guān)電流的采樣（電流模式）生成。通常，電壓模式斜坡并不是一個(gè)問(wèn)題，因?yàn)殡娙輰?duì)高頻注入信號(hào)的阻抗很小。而電流斜坡卻較為棘手，因?yàn)榇嬖诹松仙呇胤逯怠⑾鄬?duì)較小的斜坡振幅以及功率級(jí)寄生效應(yīng)。 圖 2 顯示了電流斜坡存在的一些問(wèn)題。第一幅圖顯示了上升邊沿峰值和隨后產(chǎn)生的電流斜坡。比較器（根據(jù)其不同速度）具有兩個(gè)電壓結(jié)點(diǎn) (potential trip points)，結(jié)果是無(wú)序控制運(yùn)行，聽起來(lái)更像是煎熏肉的聲音。 利用控制 IC 中的上升邊沿消隱可以很好地解決這一問(wèn)題，其忽略了電流波形的最初部分。波形的高頻濾波也有助于解決該問(wèn)題。同樣也要將電容器盡可能近地靠近控制 IC 放置。正如這兩種波形表現(xiàn)出來(lái)的那樣，另一種常見的問(wèn)題是次諧波振蕩。這種寬－窄驅(qū)動(dòng)波形表現(xiàn)為非充分斜率補(bǔ)償。向當(dāng)前斜坡增加更多的電壓斜坡便可以解決該問(wèn)題。  圖 2 兩種常見的電流模式噪聲問(wèn)題 盡管您已經(jīng)相當(dāng)仔細(xì)地設(shè)計(jì)了電源布局，但是您的原型電源還是存在噪聲。這該怎么辦呢？首先，您要確定消除不穩(wěn)定因素的環(huán)路響應(yīng)不存在問(wèn)題。有趣的是，噪聲問(wèn)題可能會(huì)看起來(lái)像是電源交叉頻率上的不穩(wěn)定。但真正的情況是該環(huán)路正以其最快響應(yīng)速度糾出注入誤差。同樣，最佳方法是識(shí)別出噪聲正被注入下列三個(gè)地方之一：誤差放大器、參考電壓或斜坡。您只需分步解決便可！ 第一步是檢查節(jié)點(diǎn)，看斜坡中是否存在明顯的非線性，或者誤差放大器輸出中是否存在高頻率變化。如果檢查后沒(méi)有發(fā)現(xiàn)任何問(wèn)題，那么就將誤差放大器從電路中取出，并用一個(gè)清潔的電壓源加以代替。這樣您應(yīng)該就能夠改變?cè)撾妷涸吹妮敵?，以平穩(wěn)地改變電源輸出。如果這樣做奏效的話，那么您就已經(jīng)將問(wèn)題范圍縮小至參考電壓和誤差放大器了。 有時(shí)，控制 IC 中的參考電壓易受開關(guān)波形的影響。利用添加更多（或適當(dāng)）的旁路可能會(huì)使這種狀況得到改善。另外，使用柵極驅(qū)動(dòng)電阻來(lái)減緩開關(guān)波形也可能會(huì)有助于解決這一問(wèn)題。如果問(wèn)題出在誤差放大器上，那么降低補(bǔ)償組件阻抗會(huì)有所幫助，因?yàn)檫@樣降低了注入信號(hào)的振幅。如果所有這些方法都不奏效，那么就從印刷電路板將誤差放大器節(jié)點(diǎn)去除。對(duì)補(bǔ)償組件進(jìn)行架空布線 (air wiring) 可以幫助我們識(shí)別出哪里有問(wèn)題。 【電源設(shè)計(jì)小貼士3】：阻尼輸入濾波器系列1 一般而言，所有的電源都在一個(gè)給定輸入范圍保持其效率。因此，輸入功率或多或少地與輸入電壓水平保持恒定。圖 1 顯示的是一個(gè)開關(guān)電源的特征。隨著電壓的下降，電流不斷上升。  圖 1 開關(guān)電源表現(xiàn)出的負(fù)阻抗 負(fù)輸入阻抗 電壓-電流線呈現(xiàn)出一定的斜率，其從本質(zhì)上定義了電源的動(dòng)態(tài)阻抗。這根線的斜率等于負(fù)輸入電壓除以輸入電流。也就是說(shuō)，由 Pin = V ? I，可以得出 V = Pin/I；并由此可得 dV/dI = –Pin/I2 或 dV/dI ≈ –V/I。 該近似值有些過(guò)于簡(jiǎn)單，因?yàn)榭刂骗h(huán)路影響了輸入阻抗的頻率響應(yīng)。但是很多時(shí)候，當(dāng)涉及電流模式控制時(shí)這種簡(jiǎn)單近似值就已足夠了。 為什么需要輸入濾波器 開關(guān)調(diào)節(jié)器輸入電流為非連續(xù)電流，并且在輸入電流得不到濾波的情況下其會(huì)中斷系統(tǒng)的運(yùn)行。大多數(shù)電源系統(tǒng)都集成了一個(gè)如圖 2 所示類型的濾波器。電容為功率級(jí)的開關(guān)電流提供了一個(gè)低阻抗，而電感則為電容上的紋波電壓提供了一個(gè)高阻抗。該濾波器的高阻抗使流入源極的開關(guān)電流最小化。在低頻率時(shí)，該濾波器的源極阻抗等于電感阻抗。在您升高頻率的同時(shí)，電感阻抗也隨之增加。在極高頻率時(shí)，輸出電容分流阻抗。在中間頻率時(shí)，電感和電容實(shí)質(zhì)上就形成了一種并聯(lián)諧振電路，從而使電源阻抗變高，呈現(xiàn)出較高的電阻。 大多數(shù)情況下，峰值電源阻抗可以通過(guò)首先確定濾波器 (Zo) 的特性阻抗來(lái)估算得出，而濾波器特性阻抗等于電感除以電容所得值的平方根。這就是諧振下電感或者電容的阻抗。接下來(lái)，對(duì)電容的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 和電感的電阻求和。這樣便得到電路的 Q 值。峰值電源阻抗大約等于 Zo 乘以電路的 Q 值。  圖 2 諧振時(shí)濾波器的高阻抗和高阻性 振蕩 但是，開關(guān)的諧振濾波器與電源負(fù)阻抗耦合后會(huì)出現(xiàn)問(wèn)題。圖 3 顯示的是在一個(gè)電壓驅(qū)動(dòng)串聯(lián)電路中值相等、極性相反的兩個(gè)電阻。這種情況下，輸出電壓趨向于無(wú)窮大。當(dāng)您獲得由諧振輸入濾波器等效電阻所提供電源的負(fù)電阻時(shí)，您也就會(huì)面臨一個(gè)類似的電源系統(tǒng)情況；這時(shí)，電路往往就會(huì)出現(xiàn)振蕩。  圖 3 與其負(fù)阻抗耦合的開關(guān)諧振濾波器可引起不必要的振蕩 設(shè)計(jì)穩(wěn)定電源系統(tǒng)的秘訣是保證系統(tǒng)電源阻抗始終大大小于電源的輸入阻抗。我們需要在最小輸入電壓和最大負(fù)載（即最低輸入阻抗）狀態(tài)下達(dá)到這一目標(biāo)。在電源設(shè)計(jì)小貼士 4 中，我們將討論控制電源阻抗的一些實(shí)用方法。 【電源設(shè)計(jì)小貼士4】：阻尼輸入濾波器系列2 在“電源設(shè)計(jì)小貼士3”中，我們討論了輸入濾波器的源極阻抗如何變得具有電阻性，以及其如何同開關(guān)調(diào)節(jié)器的負(fù)輸入阻抗相互作用。在極端情況下，這些阻抗振幅可以相等，但是其符號(hào)相反從而構(gòu)成了一個(gè)振蕩器。業(yè)界通用的標(biāo)準(zhǔn)是輸入濾波器的源極阻抗應(yīng)至少比開關(guān)調(diào)節(jié)器的輸入阻抗低6dB，作為最小化振蕩概率的安全裕度。 輸入濾波器設(shè)計(jì)通常以根據(jù)紋波電流額定值或保持要求選擇輸入電容（如圖1所示CO）開始的。第二步通常包括根據(jù)系統(tǒng)的EMI要求選擇電感 (LO)。在諧振附近，這兩個(gè)組件的源極阻抗會(huì)非常高，從而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。圖1描述了一種控制這種阻抗的方法，其將串聯(lián)電阻 (RD) 和電容 (CD) 與輸入濾波器并聯(lián)放置。利用一個(gè)跨接CO的電阻，可以阻尼濾波器。但 是，在大多數(shù)情況下，這樣做會(huì)導(dǎo)致功率損耗過(guò)高。另一種方法是在濾波器電感的兩端添加一個(gè)串聯(lián)連接的電感和電阻。  圖1 CD和RD阻尼輸出濾波器源極阻抗 選擇阻尼電阻 有趣的是，一旦選擇了四個(gè)其他電路組件，那么就會(huì)有一個(gè)阻尼電阻的最佳選擇。圖2顯示的是不同阻尼電阻情況下這類濾波 器的輸出阻抗。紅色曲線表示過(guò)大的阻尼電阻。請(qǐng)思考一下極端的情況，如果阻尼電阻器開啟，那么峰值可能會(huì)非常的高，且僅由CO和LO來(lái)設(shè)定。藍(lán)色曲線表示阻尼電阻過(guò)低。如果電阻被短路，則諧振可由兩個(gè)電容和電感的并聯(lián)組合共同設(shè)置。綠色曲線代表 最佳阻尼值。利用一些包含閉型解的計(jì)算方法就可以很輕松地得到該值。  圖2 在給定CD-CO比的情況下，有一個(gè)最佳阻尼電阻 選擇組件 在選擇阻尼組件時(shí)，圖3非常有用。該圖是通過(guò)使用RD Middlebrook建立的閉型解得到的。橫坐標(biāo)為阻尼濾波器輸出阻抗與未阻 尼濾波器典型阻抗 (ZO = (LO/CO)1/2) 的比。縱坐標(biāo)值有兩個(gè)：阻尼電容與濾波器電容 (N) 的比；以及阻尼電阻同該典型阻抗的比。利 用該圖，首先根據(jù)電路要求來(lái)選擇LO和CO，從而得到ZO。隨后，將最小電源輸入阻抗除以二，得到您的最大輸入濾波器源極阻抗 (6dB)。 最小電源輸入阻抗等于Vinmin2/Pmax。只需讀取阻尼電容與濾波器電容的比以及阻尼電阻與典型阻抗的比, 您便可以計(jì)算得到 一個(gè)橫坐標(biāo)值。例如，一個(gè)具有10μH電感和10μH電容的濾波器具有Zo = (10μH/10 μF)1/2 = 1 Ohm 的典型阻抗。如果它正對(duì)一個(gè)12V最小輸入的12W電源進(jìn)行濾波，那么該電源輸入阻抗將為Z = V2/P = 122/12 = 12 Ohms。這樣，最大源極阻抗應(yīng)等于該值的二分之一 ，也即6 Ohms?，F(xiàn)在，在6/1 = 6的X軸上輸入該圖，那么，CD/CO = 0.1，即1 μF，同時(shí)RD/ZO = 3，也即3 Ohms。  圖3 選取LO和CO后，便可從最大允許源極阻抗范圍內(nèi)選擇CD和RD 【電源設(shè)計(jì)小貼士5】：降壓控制器在電源設(shè)計(jì)中的使用 負(fù)輸出電壓降壓—升壓有時(shí)稱之為負(fù)反向，其工作占空比為 50%，可提供相當(dāng)于輸入電壓但極性相反的輸出電壓。其可以隨著輸入電壓的波動(dòng)調(diào)節(jié)占空比，以“降壓”或“升壓”輸出電壓來(lái)維持穩(wěn)壓。 圖1顯示了一款精簡(jiǎn)型降壓—升壓電路，以及電感上出現(xiàn)的開關(guān)電壓。這樣一來(lái)該電路與標(biāo)準(zhǔn)降壓轉(zhuǎn)換器的相似性就會(huì)頓時(shí)明朗起來(lái)。實(shí)際上，除了輸出電壓和接地相反以外，它和降壓轉(zhuǎn)換器完全一樣。這種布局也可用于同步降壓轉(zhuǎn)換器。這就是與降壓或同步降壓轉(zhuǎn)換器端相類似的地方，因?yàn)樵撾娐返倪\(yùn)行與降壓轉(zhuǎn)換器不同。 FET開關(guān)時(shí)出現(xiàn)在電感上的電壓不同于降壓轉(zhuǎn)換器的電壓。正如在降壓轉(zhuǎn)換器中一樣，平衡伏特-微秒 (V-μs) 乘積以防止電感飽和是非常必要的。當(dāng) FET 為開啟時(shí)（如圖 1 所示的 ton 間隔），全部輸入電壓被施加至電感。這種電感“點(diǎn)”側(cè)上的正電壓會(huì)引起電流斜坡上升，這就帶來(lái)電感的開啟時(shí)間 V-μs 乘積。FET 關(guān)閉 (toff) 期間，電感的電壓極性必須倒轉(zhuǎn)以維持電流，從而拉動(dòng)點(diǎn)側(cè)為負(fù)極。電感電流斜坡下降，并流經(jīng)負(fù)載和輸出電容，再經(jīng)二極管返回。電感關(guān)閉時(shí)V-μs 乘積必須等于開啟時(shí) V-μs 乘積。由于 Vin 和 Vout 不變，因此很容易便可得出占空比 (D) 的表達(dá)式：D=Vout/(Vout " Vin)。這種控制電路通過(guò)計(jì)算出正確的占空比來(lái)維持輸出電壓穩(wěn)壓。上述表達(dá)式和圖 1 所示波形均假設(shè)運(yùn)行在連續(xù)導(dǎo)電模式下。  圖1 降壓—升壓電感要求平衡其伏特-微秒乘積 降壓—升壓電感必須工作在比輸出負(fù)載電流更高的電流下。其被定義為 IL = I/(1-D)，或只是輸入電流與輸出電流相加。對(duì)于和輸入電壓大小相等的負(fù)輸出電壓（D = 0.5）而言，平均電感電流為輸出的 2 倍。 有趣的是，連接輸入電容返回端的方法有兩種，其會(huì)影響輸出電容的 rms 電流。典型的電容布局是在 +Vin 和 Gnd 之間，與之相反，輸入電容可以連接在 +Vin和 "V之間。利用這種輸入電容配置可降低輸出電容的rms電流。然而，由于輸入電容連接至 "Vout，因此 "Vout 上便形成了一個(gè)電容性分壓器。這就在控制器開始起作用以前，在開啟時(shí)間的輸出上形成一個(gè)正峰值。為了最小化這種影響，最佳的方法通常是使用一個(gè)比輸出電容要小得多的輸入電容，請(qǐng)參見圖 2 所示的電路。輸入電容的電流在提供 dc 輸出電流和吸收平均輸入電流之間相互交替。rms 電流電平在最高輸入電流的低輸入電壓時(shí)最差。因此，選擇電容器時(shí)要多加注意，不要讓其 ESR 過(guò)高。陶瓷或聚合物電容器通常是這種拓?fù)漭^為合適的選擇。 圖2 降壓控制器在降壓—升壓中的雙重作用 必須要選擇一個(gè)能夠以最小輸入電壓減去二極管壓降上電的控制器，而且在運(yùn)行期間還必須能夠承受得住 Vin 加 Vout 的電壓。FET 和二極管還必須具有適用于這一電壓范圍的額定值。通過(guò)連接輸出接地的反饋電阻器可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)，這是由于控制器以負(fù)輸出電壓為參考電壓。只需精心選取少量組件的值，并稍稍改動(dòng)電路，降壓控制器便可在負(fù)輸出降壓—升壓拓?fù)渲衅鸬诫p重作用。 【電源設(shè)計(jì)小貼士6】：如何精確測(cè)量電源紋波 在圖 1 所示的示例中，一名初級(jí)工程師完全錯(cuò)誤地使用了一臺(tái)示波器。他的第一個(gè)錯(cuò)誤是使用了一支帶長(zhǎng)接地引線的示波器探針；他的第二個(gè)錯(cuò)誤是將探針形成的環(huán)路和接地引線均置于電源變壓器和開關(guān)元件附近；他的最后一個(gè)錯(cuò)誤是允許示波器探針和輸出電容之間存在多余電感。該問(wèn)題在紋波波形中表現(xiàn)為高頻拾取。在電源中，存在大量可以很輕松地與探針耦合的高速、大信號(hào)電壓和電流波形，其中包括耦合自電源變壓器的磁場(chǎng)，耦合自開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電場(chǎng)，以及由變壓器互繞電容產(chǎn)生的共模電流。 圖1 錯(cuò)誤的紋波測(cè)量得到的較差的測(cè)量結(jié)果 利用正確的測(cè)量方法可以大大地改善測(cè)得紋波結(jié)果。首先，通常使用帶寬限制來(lái)規(guī)定紋波，以防止拾取并非真正存在的高頻噪聲。我們應(yīng)該為用于測(cè)量的示波器設(shè)定正確的帶寬限制。其次，通過(guò)取掉探針“帽”，并構(gòu)成一個(gè)拾波器（如圖 2 所示），我們可以消除由長(zhǎng)接地引線形成的天線。將一小段線纏繞在探針接地連接點(diǎn)周圍，并將該接地連接至電源。這樣做可以縮短暴露于電源附近高電磁輻射的端頭長(zhǎng)度，從而進(jìn)一步減少拾波。 最后，在隔離電源中，會(huì)產(chǎn)生大量流經(jīng)探針接地連接點(diǎn)的共模電流。這就在電源接地連接點(diǎn)和示波器接地連接點(diǎn)之間形成了壓降，從而表現(xiàn)為紋波。要防止這一問(wèn)題的出現(xiàn)，我們就需要特別注意電源設(shè)計(jì)的共模濾波。另外，將示波器引線纏繞在鐵氧體磁心周圍也有助于最小化這種電流。這樣就形成了一個(gè)共模電感器，其在不影響差分電壓測(cè)量的同時(shí)，還減少了共模電流引起的測(cè)量誤差。圖 2 顯示了該完全相同電路的紋波電壓，其使用了改進(jìn)的測(cè)量方法。這樣，高頻峰值就被真正地消除了。 圖2 四個(gè)輕微的改動(dòng)便極大地改善了測(cè)量結(jié)果 實(shí)際上，集成到系統(tǒng)中以后，電源紋波性能甚至?xí)?。在電源和系統(tǒng)其他組件之間幾乎總是會(huì)存在一些電感。這種電感可能存在于布線中，抑或只有蝕刻存在于 PWB 上。另外，在芯片周圍總是會(huì)存在額外的旁路電容，它們就是電源的負(fù)載。這二者共同構(gòu)成一個(gè)低通濾波器，進(jìn)一步降低了電源紋波和/或高頻噪聲。在極端情況下，電流短時(shí)流經(jīng) 15 nH 電感和 10 μF 旁路電容的一英寸導(dǎo)體時(shí)，該濾波器的截止頻率為 400 kHz。這種情況下，就意味著高頻噪聲將會(huì)得到極大降低。許多情況下，該濾波器的截止頻率會(huì)在電源紋波頻率以下，從而有可能大大降低紋波。經(jīng)驗(yàn)豐富的工程師應(yīng)該能夠找到在其測(cè)試過(guò)程中如何運(yùn)用這種方法的途徑。 【電源設(shè)計(jì)小貼士7】：高效驅(qū)動(dòng)LED離線式照明 用切實(shí)可行的螺紋旋入式LED來(lái)替代白熾燈泡可能還需要數(shù)年的時(shí)間，而在建筑照明中LED的使用正在不斷增長(zhǎng)，其具有更高的可靠性和節(jié)能潛力。同大多數(shù)電子產(chǎn)品一樣，其需要一款電源來(lái)將輸入功率轉(zhuǎn)換為L(zhǎng)ED可用的形式。 在路燈應(yīng)用中，一種可行的配置是創(chuàng)建300V/0.35安培負(fù)載的80個(gè)串聯(lián)的LED。在選擇電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時(shí)，需要制定隔離和功率因數(shù)校正 (PFC) 相關(guān)要求。隔離需要大量的安全權(quán)衡研究，其中包括提供電擊保護(hù)需求和復(fù)雜化電源設(shè)計(jì)之間的對(duì)比權(quán)衡。在這種應(yīng)用中，LED上存在高壓，一般認(rèn)為隔離是非必需的，而PFC才是必需的，因?yàn)樵跉W洲25瓦以上的照明均要求具有PFC功能，而這款產(chǎn)品正是針對(duì)歐洲市場(chǎng)推出的。 就這種應(yīng)用而言，有三種可選電源拓?fù)洌航祲和負(fù)?、轉(zhuǎn)移模式反向拓?fù)浜娃D(zhuǎn)移模式 (TM) 單端初級(jí)電感轉(zhuǎn)換器 (SEPIC) 拓?fù)?。?dāng)LED電壓大約為80伏特時(shí)，降壓拓?fù)淇梢苑浅Ｓ行У乇挥糜跐M足諧波電流要求。在這種情況下，更高的負(fù)載電壓將無(wú)法再繼續(xù)使用降壓拓?fù)洹Ｄ敲?，此時(shí)較為折中的方法就是使用反向拓?fù)浜蚐EPIC拓?fù)?。SEPIC具有的優(yōu)點(diǎn)是，其可鉗制功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)波形，允許使用較低的電壓，從而使器件更為高效。在該應(yīng)用中，可以獲得大約 2% 的效率提高。另外，SEPIC中的振鈴更少，從而使EMI濾波更容易。圖1顯示了這種電源的原理圖。 圖1 轉(zhuǎn)移模式SEPIC發(fā)揮了簡(jiǎn)單LED驅(qū)動(dòng)器的作用 該電路使用了一個(gè)升壓TM PFC控制器來(lái)控制輸入電流波形。該電路以離線為C6充電作為開始。一旦開始工作，控制器的電源就由一個(gè)SEPIC電感上的輔助繞組來(lái)提供。一個(gè)相對(duì)較大的輸出電容將LED紋波電流限定在DC電流的20%。補(bǔ)充說(shuō)明一下，TM SEPIC中的AC電通量和電流非常高，需要漆包絞線和低損耗內(nèi)層芯板來(lái)降低電感損耗。 圖2和圖3顯示了與圖1中原理圖相匹配的原型電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。與歐洲線路范圍相比，其效率非常之高，最高可達(dá)92%。這一高效率是通過(guò)限制功率器件上的振鈴實(shí)現(xiàn)的。另外，正如我們從電流波形中看到的一樣，在96%效率以上時(shí)功率因數(shù)非常好。有趣的是，該波形并非純粹的正弦曲線，而是在上升沿和下降沿呈現(xiàn)出一些斜度，這是電路沒(méi)有測(cè)量輸入電流而只對(duì)開關(guān)電流進(jìn)行測(cè)量的緣故。但是，該波形還是足以通過(guò)歐洲諧波電流要求的。 圖2 TM SEPIC具有良好的效率和高PFC效率 圖3 線路電流輕松地通過(guò)EN61000-3-2 Class C標(biāo)準(zhǔn) 【電源設(shè)計(jì)小貼士8】：通過(guò)改變電源頻率來(lái)降低EMI性能 這種方法涉及了對(duì)電源開關(guān)頻率的調(diào)制，以引入邊帶能量，并改變窄帶噪聲到寬帶的發(fā)射特征，從而有效地衰減諧波峰值。需要注意的是，總體EMI性能并沒(méi)有降低，只是被重新分布了。 利用正弦調(diào)制，可控變量的兩個(gè)變量為調(diào)制頻率 (fm) 以及您改變電源開關(guān)頻率 (Δf) 的幅度。調(diào)制指數(shù) (Β) 為這兩個(gè)變量的比： 圖1顯示了通過(guò)正弦波改變調(diào)制指數(shù)產(chǎn)生的影響。當(dāng)Β=0時(shí)，沒(méi)有出現(xiàn)頻移，只有一條譜線。當(dāng)Β=1時(shí)，頻率特征開始延伸，且中心頻率分量下降了20%。當(dāng)Β=2時(shí)，該特征將進(jìn)一步延伸，且最大頻率分量為初始狀態(tài)的60%。頻率調(diào)制理論可以用于量化該頻譜中能量的大小。Carson法則表明大部分能量都將被包含在2 * (Δf + fm) 帶寬中。 圖1 調(diào)制電源開關(guān)頻率延伸了EMI特征 圖2顯示了更大的調(diào)制指數(shù)，并表明降低12dB以上的峰值EMI性能是有可能的。 圖2 更大的調(diào)制指數(shù)可以進(jìn)一步降低峰值EMI性能 選取調(diào)制頻率和頻移是兩個(gè)很重要的方面。首先，調(diào)制頻率應(yīng)該高于EMI接收機(jī)帶寬，這樣接收機(jī)才不會(huì)同時(shí)對(duì)兩個(gè)邊帶進(jìn)行測(cè)量。但是，如果您選取的頻率太高，那么電源控制環(huán)路可能無(wú)法完全控制這種變化，從而帶來(lái)相同速率下的輸出電壓變化。另外，這種調(diào)制還會(huì)引起電源中出現(xiàn)可聞噪聲。因此，我們選取的調(diào)制頻率一般不能高出接收機(jī)帶寬太多，但要大于可聞噪聲范圍。很顯然，從圖2我們可以看出，較大地改變工作頻率更為可取。然而，這樣會(huì)影響到電源設(shè)計(jì)，意識(shí)到這一點(diǎn)非常重要。也就是說(shuō)，為最低工作頻率選擇磁性元件。此外，輸出電容還需要處理更低頻率運(yùn)行帶來(lái)的更大的紋波電流。 圖3對(duì)有頻率調(diào)制和無(wú)頻率調(diào)制的EMI性能測(cè)量值進(jìn)行了對(duì)比。此時(shí)的調(diào)制指數(shù)為4，正如我們預(yù)料的那樣，基頻下EMI性能大約降低了8dB。其他方面也很重要。諧波被抹入 (smear into) 同其編號(hào)相對(duì)應(yīng)的頻帶中，即第三諧波延展至基頻的三倍。這種情況會(huì)在一些較高頻率下重復(fù)，從而使噪聲底限大大高于固定頻率的情況。因此，這種方法可能并不適用于低噪聲系統(tǒng)。但是，通過(guò)增加設(shè)計(jì)裕度和最小化EMI濾波器成本，許多系統(tǒng)都已受益于這種方法。 圖3 改變電源頻率降低了基頻但提高了噪聲底限 【電源設(shè)計(jì)小貼士9】：估算表面貼裝半導(dǎo)體的溫升 貼裝在散熱增強(qiáng)型封裝中的半導(dǎo)體要求電路板能夠起到散熱片的作用，并提供所有必需的冷卻功能。如圖1所示，熱量經(jīng)過(guò)一塊金屬貼裝片和封裝流入印刷線路板 (PWB)。然后，熱量由側(cè)面流經(jīng)PWB線跡，并通過(guò)自然對(duì)流經(jīng)電路板表面擴(kuò)散到周圍的環(huán)境中。影響裸片溫升的重要因素是PWB中的銅含量以及用于對(duì)流導(dǎo)熱的表面面積。 圖1 熱量由側(cè)面流經(jīng)PWB線跡，然后從PWB表面擴(kuò)散至周圍環(huán)境 半導(dǎo)體產(chǎn)品說(shuō)明書通常會(huì)列出某種PWB結(jié)構(gòu)下結(jié)點(diǎn)至周圍環(huán)境的熱阻。這就是說(shuō)，設(shè)計(jì)人員只需將這種熱阻乘以功耗，便可計(jì)算出溫升情況。但是，如果設(shè)計(jì)并沒(méi)有具體的結(jié)構(gòu)，或者如果需要進(jìn)一步降低熱阻，那么就會(huì)出現(xiàn)許多問(wèn)題。 圖2所示為熱流問(wèn)題的簡(jiǎn)化電模擬，我們可據(jù)此深入分析。IC電源由電流源表示，而熱阻則由電阻表示。在各電壓下對(duì)該電路求解，其提供了對(duì)溫度的模擬。從結(jié)點(diǎn)至貼裝面存在熱阻，同時(shí)遍布于電路板的橫向電阻和電路板表面至周圍環(huán)境的電阻共同形成一個(gè)梯形網(wǎng)絡(luò)。這種模型假設(shè)1）電路板為垂直安裝，2）無(wú)強(qiáng)制對(duì)流或輻射制冷，所有熱流均出現(xiàn)在電路板的銅中，3）在電路板兩側(cè)幾乎沒(méi)有溫差。 圖2 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算 圖3所示為增加PWB中的銅含量對(duì)提高熱阻的影響。將1.4 mils銅（雙面，半盎司）增加到8.4 mils（4 層，1.5 盎司），就有可能將熱阻提高3倍。圖中兩條曲線：一條表示熱流進(jìn)入電路板、直徑為0.2英寸的小尺寸封裝；另一條表示熱流進(jìn)入電路板、直徑為0.4英寸的大尺寸封裝。這兩條曲線均適用于9平方英寸的PWB。這兩條曲線均同標(biāo)稱數(shù)據(jù)緊密相關(guān)，同時(shí)都有助于估算改變產(chǎn)品說(shuō)明書電路板結(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的影響。但是使用這一數(shù)據(jù)時(shí)需要多加謹(jǐn)慎，其假設(shè)9平方英寸PWB內(nèi)沒(méi)有其他功耗，而實(shí)際上并非如此。 圖3 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算 【電源設(shè)計(jì)小貼士10】：輕松估計(jì)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng) 具體的公式表述為： 圖1以圖形方式說(shuō)明了上述關(guān)系，兩種阻抗均以dB-Ω或20*log [Z] 為單位。在開環(huán)曲線上的低頻率區(qū)域內(nèi)，輸出阻抗取決于輸出電感阻抗和電感。當(dāng)輸 出電容和電感發(fā)生諧振時(shí)，形成峰值。高頻阻抗取決于電容輸出濾波器特性、等效串聯(lián)電阻 (ESR) 以及等效串聯(lián)電感 (ESL)。將開環(huán)阻抗除以1加環(huán)路增益 即可計(jì)算得出閉環(huán)輸出阻抗。 由于該圖形以對(duì)數(shù)表示，即簡(jiǎn)單的減法，因此在增益較高的低頻率區(qū)域阻抗會(huì)大大降低；在增益較少的高頻率區(qū)域閉環(huán)和開環(huán)阻抗基本上是一樣的。在 此需要說(shuō)明如下要點(diǎn)：1）峰值環(huán)路阻抗出現(xiàn)在電源交叉頻率附近，或出現(xiàn)在環(huán)路增益等于 1（或 0dB）的地方；以及 2）在大部分時(shí)間里，電源控制帶寬都將會(huì) 高于濾波器諧振，因此峰值閉環(huán)阻抗將取決于交叉頻率時(shí)的輸出電容阻抗。 圖1 閉環(huán)輸出阻抗峰值Zout出現(xiàn)在控制環(huán)路交叉頻率處 一旦知道了峰值輸出阻抗，就可通過(guò)負(fù)載變動(dòng)幅度與峰值閉環(huán)阻抗的乘積來(lái)輕松估算瞬態(tài)響應(yīng)。有幾點(diǎn)注意事項(xiàng)需要說(shuō)明一下，由于低相位裕度會(huì)引起 峰化，因此實(shí)際的峰值可能會(huì)更高些。然而，就快速估計(jì)而言，這種影響可以忽略不計(jì)。 第二個(gè)需要注意的事項(xiàng)與負(fù)載變化幅度上升有關(guān)。如果負(fù)載變化幅度變化緩慢（dI/dt較低），則響應(yīng)取決于與上升時(shí)間有關(guān)的低頻率區(qū)域閉環(huán)輸出阻抗； 如果負(fù)載變化幅度變化極為快速，則輸出阻抗將取決于輸出濾波器ESL。如果確實(shí)如此，則可能需要更多的高頻旁通。最后，就極高性能的系統(tǒng)而言，電源 的功率級(jí)可能會(huì)限制響應(yīng)時(shí)間，即電感器中的電流可能不能像控制環(huán)路期望的那樣快速響應(yīng)，這是因?yàn)殡姼泻褪┘拥碾妷簳?huì)限制電流轉(zhuǎn)換速率。 下面是一個(gè)如何使用上述關(guān)系的示例。問(wèn)題是根據(jù)200kHz開關(guān)電源10 amp變化幅度允許范圍內(nèi)的50mV輸出變化挑選一個(gè)輸出電容。所允許的峰值輸 出阻抗為：Zout=50 mV / 10 amps 或5毫歐。這就是最大允許輸出電容ESR。接下來(lái)就是建立所需的電容。幸運(yùn)的是，ESR和電容均為正交型，可單獨(dú)處理。一 個(gè)高 (Aggressive) 電源控制環(huán)路帶寬可以是開關(guān)頻率的1/6或30kHz。于是在 30 kHz 時(shí)輸出濾波電容就需要一個(gè)不到5毫歐的電抗，或高于1000uF的電容。 圖2顯示了在5毫歐ESR、1000uF電容以及30 kHz電壓模式控制條件時(shí)這一問(wèn)題的負(fù)載瞬態(tài)仿真。就校驗(yàn)這一方法是否有效的10amp負(fù)載變動(dòng)幅度而言， 輸出電壓變化大約為52mV。 圖 2 仿真校驗(yàn)估計(jì)負(fù)載瞬態(tài)性能 電源設(shè)計(jì)小貼士11】：解決電源電路損耗問(wèn)題 該方法基于泰勒級(jí)數(shù)展開式，其中規(guī)定（在賦予一定自由條件下）任何函數(shù)都可分解成一個(gè)多項(xiàng)式，如下所示： 如果意識(shí)到電源損耗與輸出電流相關(guān)（可用輸出電流替換 X），那么系數(shù)項(xiàng)就能很好地與不同來(lái)源的電源功率損耗聯(lián)系起來(lái)。例如，ao 代表諸如柵極驅(qū)動(dòng)、偏壓電源和磁芯的固定開銷損耗以及功率晶體管 Coss 充電與放電之類的損耗。這些損耗與輸出電流無(wú)關(guān)。第二項(xiàng)相關(guān)聯(lián)的損耗 a1 直接與輸出電流相關(guān)，其典型表現(xiàn)為輸出二極管損耗和開關(guān)損耗。在輸出二極管中，大多數(shù)損耗是由于結(jié)電壓引起的，因此損耗會(huì)隨著輸出電流成比例地增加。 類似地，開關(guān)損耗可通過(guò)輸出電流關(guān)聯(lián)項(xiàng)與某些固定電壓的乘積近似得出。第三項(xiàng)很容易被識(shí)別為傳導(dǎo)損耗。其典型表現(xiàn)為 FET 電阻、磁性布線電阻和互聯(lián)電阻中的損耗。高階項(xiàng)可能在計(jì)算非線性損耗（如磁芯損耗）時(shí)有用。只有在考慮前三項(xiàng)情況下才能得出有用結(jié)果。 計(jì)算三項(xiàng)系數(shù)的一種方法是測(cè)量三個(gè)工作點(diǎn)的損耗并成矩陣求解結(jié)果。如果損耗測(cè)量結(jié)果其中一項(xiàng)是在無(wú)負(fù)載的工況下得到（即所有損耗均等于第一項(xiàng)系數(shù) a0），那么就能簡(jiǎn)化該解決方法。隨后問(wèn)題簡(jiǎn)化至容易求解的兩個(gè)方程式和兩個(gè)未知數(shù)。一旦計(jì)算出系數(shù)，即可構(gòu)建出類似于圖 1、顯示三種損耗類型的損耗曲線。該曲線在消除測(cè)量結(jié)果和計(jì)算結(jié)果之間的偏差時(shí)大有用處，并且有助于確定能夠提高效率的潛在區(qū)域。例如，在滿負(fù)載工況下，圖 1 中的損耗主要為傳導(dǎo)損耗。為了提高效率，就需要降低 FET 電阻、電感電阻和互聯(lián)電阻。 圖1：功率損耗組件與二次項(xiàng)系數(shù)相匹配 實(shí)際損耗與三項(xiàng)式之間的相關(guān)性非常好。圖 2 對(duì)同步降壓穩(wěn)壓器的測(cè)量數(shù)據(jù)與曲線擬合數(shù)據(jù)進(jìn)行了對(duì)比。我們知道，在基于求解三個(gè)聯(lián)立方程組的曲線上將存在三個(gè)重合點(diǎn)。對(duì)于曲線的剩余部分，兩個(gè)曲線之間的差異小于2%。由于工作模式（如連續(xù)或非連續(xù)）不同、脈沖跳頻或變頻運(yùn)行等原因，其他類型的電源可能很難以如此匹配。這種方法并非絕對(duì)可靠，但是有助于電源設(shè)計(jì)人員理解實(shí)際電路損耗情況。 圖2 前三個(gè)損耗項(xiàng)提供了與測(cè)量值良好的相關(guān)性 【電源設(shè)計(jì)小貼士12】：如何使電源效率最大化 在【電源設(shè)計(jì)小貼士11】中，我們建議使用如下輸出電流函數(shù)來(lái)計(jì)算電源損耗： 下一步是利用上述簡(jiǎn)單表達(dá)式，并將其放入效率方程式中： 這樣，輸出電流的效率就得到了優(yōu)化（具體論證工作留給學(xué)生去完成）。這種優(yōu)化可產(chǎn)生一個(gè)有趣的結(jié)果。 當(dāng)輸出電流等于如下表達(dá)式時(shí)，效率將會(huì)最大化。 需要注意的第一件事是，a1項(xiàng)對(duì)效率達(dá)到最大時(shí)的電流不產(chǎn)生影響。這是由于它與損耗相關(guān)，而上述損耗又與諸如二極管結(jié)點(diǎn)的輸出電流成比例關(guān)系。因此，當(dāng)輸出電流增加時(shí)，上述損耗和輸出功率也會(huì)隨之增加，并且對(duì)效率沒(méi)有影響。需要注意的第二件事是，最佳效率出現(xiàn)在固定損耗和傳導(dǎo)損耗相等的某個(gè)點(diǎn)上。這就是說(shuō)，只要控制設(shè)置a0和a2值的組件，便能夠獲得最佳效率。還是要努力減小a1的值，并提高效率?？刂圃擁?xiàng)所得結(jié)果對(duì)所有負(fù)載電流而言均相同，因此如其他項(xiàng)一樣沒(méi)有出現(xiàn)最佳效率。a1項(xiàng)的目標(biāo)是在控制成本的同時(shí)達(dá)到最小化。 表1概括總結(jié)了各種電源損耗項(xiàng)及其相關(guān)損耗系數(shù)，該表提供了一些最佳化電源效率方面的折中方法。例如，功率MOSFET導(dǎo)通電阻的選擇會(huì)影響其柵極驅(qū)動(dòng)要求及Coss損耗和潛在的緩沖器損耗。低導(dǎo)通電阻意味著，柵極驅(qū)動(dòng)、Coss 和緩沖器損耗逆向增加。因此，您可通過(guò)選擇MOSFET來(lái)控制a0和a2。 壓；它們還包含兩組低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)，負(fù)責(zé)提供電源給鎖相回路 (PLL) 和SRAM或處理器的其它功能模塊。這些器件還有許多功能未列在表中，例如后備電池支持、I2C界面和重置功能。 表1 損耗系數(shù)及相應(yīng)的電源損耗 代數(shù)式下一位將最佳電流代回到效率方程式中，解得最大效率為： 需要最小化該表達(dá)式中的最后兩項(xiàng)，以最佳化效率。a1項(xiàng)很簡(jiǎn)單，只需對(duì)其最小化即可。末尾項(xiàng)能夠?qū)崿F(xiàn)部分優(yōu)化。如果假設(shè)MOSFET的Coss和柵極驅(qū)動(dòng)功率與其面積相關(guān)，同時(shí)其導(dǎo)通電阻與面積成反比，則可以為它選擇最佳面積（和電阻）。圖1顯示了裸片面積的優(yōu)化結(jié)果。裸片面積較小時(shí)，MOSFET的導(dǎo)通電阻變?yōu)樾氏拗破?。隨著裸片面積增加，驅(qū)動(dòng)和Coss損耗也隨之增加，并且在某一點(diǎn)上變?yōu)橹饕獡p耗組件。這種最小值相對(duì)寬泛，從而讓設(shè)計(jì)人員可以靈活控制已實(shí)現(xiàn)低損耗的MOSFET成本。當(dāng)驅(qū)動(dòng)損耗等于傳導(dǎo)損耗時(shí)達(dá)到最低損耗。 圖1 調(diào)節(jié)MOSFET裸片面積來(lái)最小化滿負(fù)載功率損耗 圖2是圍繞圖1最佳點(diǎn)的三種可能設(shè)計(jì)效率圖。圖中分別顯示了三種設(shè)計(jì)的正常裸片面積。輕負(fù)載情況下，較大面積裸片的效率會(huì)受不斷增加的驅(qū)動(dòng)損耗影響，而在重負(fù)載條件下小尺寸器件因高傳導(dǎo)損耗而變得不堪重負(fù)。這些曲線代表裸片面積和成本的三比一變化，注意這一點(diǎn)非常重要。正常芯片面積設(shè)計(jì)的效率只比滿功率大面積設(shè)計(jì)的效率稍低一點(diǎn)，而在輕載條件下（設(shè)計(jì)常常運(yùn)行在這種負(fù)載條件下）則更高。 圖2 效率峰值出現(xiàn)在滿額定電流之前 【電源設(shè)計(jì)小貼士13】：小心別被電感磁芯損耗燙傷 一般而言，選擇電感時(shí)，只需計(jì)算出最大負(fù)載電流，通過(guò)容許20%紋波電流來(lái)建立電感。由于磁芯損耗微不足道，因此會(huì)出現(xiàn)類似于產(chǎn)品說(shuō)明書中所示的溫升。然而，隨著開關(guān)頻率上升至500 kHz以上，磁芯損耗和繞組交流損耗可以極大地減少電感中的容許直流電流。使用20%紋波電流來(lái)計(jì)算電感，可帶來(lái)相同的磁芯材料通量激增，其與頻率無(wú)關(guān)。磁芯損耗方程式的一般形式為： Pcore = K × F1.3。 因此，如果頻率 (F) 從100 kHz升至500 kHz，則磁芯損耗便為原來(lái)的8倍。圖1顯示了這種上升情況，還描述了隨磁芯損耗上升而下降的容許銅線損耗。100 KHz時(shí)，大多數(shù)損耗存在于銅線中，同時(shí)利用全直流額定電流是可能的。更高頻率時(shí)，磁芯損耗變大。由于總?cè)菰S損耗由磁芯損耗與銅線損耗之和決定，因此銅線損耗必須在磁芯損耗上升時(shí)降低。這種情況一直持續(xù)到各損耗均相等。最佳情況是，在高頻率下?lián)p耗穩(wěn)定保持相等，并允許從磁結(jié)構(gòu)獲得最大輸出電流。 圖1 0.5 MHz以上，磁芯損耗大大降低了有效傳導(dǎo)損耗 圖1和圖2均基于固定磁芯體積和繞組面積，僅匝數(shù)可變。圖2顯示了圖1所示磁芯損耗的電感和容許直流電流。1.3 MHz以下時(shí)，電感與開關(guān)頻率成反比關(guān)系。電感在1.3 MHz附近達(dá)到最小值。該頻率以上，則必須升高電感來(lái)限制磁芯通量，從而將磁芯損耗控制在總損耗的50%。該電感的額定電流也同時(shí)被計(jì)算出來(lái)。低頻率時(shí)，磁芯損耗并不大，額定電流由繞組的功率損耗決定。 下列方程式中，匝數(shù)與頻率平方根的倒數(shù)成正比，因此頻率升高2倍（電感降低一半）得到0.707匝數(shù)。 L = μ × A × N2/lm 這種情況會(huì)以兩種方式影響繞組電阻。匝數(shù)減少30%，而每一匝的可用面積卻增加了41%。由于繞組電阻與匝數(shù)/匝面積相關(guān)，因此電阻隨頻率上升而線性下降，例如：在本例中電阻下降2倍。 較高頻率時(shí)，磁芯損耗開始限制容許銅線損耗，直到達(dá)到它們相等的點(diǎn)為止。在這一點(diǎn)上，通過(guò)增加更多匝數(shù)以及升高繞組電阻，使電感上升來(lái)降低通量。這樣，電感額定電流減少。因此，從電感尺寸角度來(lái)說(shuō)獲得了最佳頻率。 圖2 磁芯損耗限制峰值功率 總之，增加開關(guān)頻率會(huì)縮小磁芯尺寸的看法是正確的，但僅限于磁芯損耗和交流 繞組損耗等于銅線損耗的點(diǎn)上。過(guò)了這個(gè)點(diǎn)，磁芯尺寸實(shí)際上會(huì)增加。另外，設(shè)計(jì)人員需要注意的是，在有許多高開關(guān)頻率產(chǎn)品可供選擇的今天，一些相應(yīng)的應(yīng)用手冊(cè)中并沒(méi)有清楚地注明過(guò)高磁芯損耗存在的一些潛在問(wèn)題。 【電源設(shè)計(jì)小貼士14】：SEPIC轉(zhuǎn)換器提供高效偏置電源 控制MOSFET和輸出整流器振鈴可減少電磁干擾 (EMI) 和電壓應(yīng)力。在許多情況下，這使您能夠使用更低電壓的部件，從而降低成本并提高效率。另外，多輸出SEPIC可改善輸出之間的交叉穩(wěn)壓，從而消除對(duì)于線性穩(wěn)壓器的需求。 圖1 顯示的是一個(gè)SEPIC轉(zhuǎn)換器，像反向轉(zhuǎn)換器一樣它具有最少的部件數(shù)量。實(shí)際上，如果去除C1，該電路就是一個(gè)反向轉(zhuǎn)換器。該電容可提供對(duì)其所連接半導(dǎo)體的電壓鉗位控制。當(dāng)MOSFET開啟時(shí)，該電容通過(guò)MOSFET對(duì)D1的反向電壓進(jìn)行鉗位控制。當(dāng)電源開關(guān)關(guān)閉時(shí)，在D1導(dǎo)電以前漏電壓一直上升。在關(guān)閉期間，C1通過(guò) D1和C2對(duì)MOSFET漏電壓進(jìn)行鉗位控制。具有多個(gè)輸出端的SEPIC轉(zhuǎn)換器對(duì)繞組比構(gòu)成限制。其中的一個(gè)次級(jí)繞組對(duì)初級(jí)繞組的匝比需為1:1，同時(shí)C1必須與之相連接。在圖1所示的示例電路中，12-V 繞組的匝比為1:1，但它可能已經(jīng)使用了5-V繞組作為替代。
圖1所示電路已經(jīng)構(gòu)建完成，并經(jīng)過(guò)測(cè)試。分別將其作為帶C1的 SEPIC 和沒(méi)有C1的反向轉(zhuǎn)換器運(yùn)行。圖 2 顯示了兩種運(yùn)行模式下的MOSFET電壓應(yīng)力。在反向模式下，MOSFET漏極約為40V，而在 SEPIC模式下漏電壓僅為25V。因此，反向設(shè)計(jì)不得不使用一個(gè) 40-V或60-V MOSFET，而SEPIC設(shè)計(jì)只需使用一個(gè)額定值僅為30V的MOSFET。另外，就EMI濾波而言，高頻率（5 MHz 以上）振鈴將是一個(gè)嚴(yán)重的問(wèn)題。 完成對(duì)兩種電路的交叉穩(wěn)壓測(cè)量后，您會(huì)發(fā)現(xiàn)SEPIC大體上更佳。兩種設(shè)計(jì)中，5 V額定電壓實(shí)際值為5.05 V，負(fù)載在0到滿負(fù)載之間變化，同時(shí)輸入電壓被設(shè)定為12V或24V。SEPIC的12V電壓維持在10%穩(wěn)壓頻帶內(nèi)，而反向轉(zhuǎn)換器的12V電壓則上升至30V（高線壓輸入，12V無(wú)負(fù)載，5V全負(fù)載）。如果根據(jù)低電壓應(yīng)力選擇功率部件，那么即使這兩種結(jié)構(gòu)的效率相同人們也會(huì)更傾向于使用SEPIC。
圖2 SEPIC極大地降低了EMI和電壓應(yīng)力。上圖沒(méi)有C1，而下圖則安裝了C1。 總之，對(duì)非隔離式電源而言，SEPIC是一種重要的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它將 MOSFET電壓應(yīng)力鉗位控制在一個(gè)等于輸入電壓加輸出電壓的值，并消除了反向轉(zhuǎn)換器中的EMI。減少的電壓應(yīng)力允許使用更低電壓的部件，從而帶來(lái)更高效率和更低成本的電源。EMI的降低可以簡(jiǎn)化最終產(chǎn)品的合規(guī)測(cè)試。最后，如果配置為多輸出電源，則其交叉穩(wěn)壓將優(yōu)于反向轉(zhuǎn)換器。 【電源設(shè)計(jì)小貼士15】：低成本、高性能LED驅(qū)動(dòng)器 受控的亮度需要用一個(gè)恒定的電流來(lái)驅(qū)動(dòng)LED，無(wú)論輸入電壓如何這一恒定的電流都必須保持恒定不變。通常，LED都會(huì)有調(diào)光要求，例如，想要調(diào)節(jié)顯示器或建筑照明亮度。實(shí)現(xiàn) LED調(diào)光有兩種方法：改變LED電流或使用脈寬調(diào)制 (PWM)。效率最低的方法是改變電流，因?yàn)楣廨敵霾⒎峭瓿呻S著電流變化而發(fā)生線性變化，并且在電流低至其額定值時(shí)LED色譜會(huì)發(fā)生變化。 時(shí)刻謹(jǐn)記人類對(duì)亮度的感知呈指數(shù)型是很重要的，完全變暗需要對(duì)電流進(jìn)行大幅度的變化。這對(duì)電路設(shè)計(jì)有很大的影響，因?yàn)槿娏鲿r(shí)3%的調(diào)節(jié)誤差由會(huì)于電路容差而在10%負(fù)載時(shí)變成30%甚至更高的誤差。盡管響應(yīng)速度比較慢，但使用PWM調(diào)光電流波形會(huì)更加精確。在照明和顯示器應(yīng)用中，人們希望PWM超過(guò)100Hz，這樣人眼就不會(huì)感覺到閃爍。
圖1顯示了一款驅(qū)動(dòng)單個(gè)LED的非常簡(jiǎn)單且成本非常低的降壓穩(wěn)壓器，該穩(wěn)壓器實(shí)施了一種快速調(diào)光的特性。其基于一個(gè)具有內(nèi)部開關(guān)、電流限制比較器、振蕩器和內(nèi)部接口的MC33063。通常用于穩(wěn)壓的引腳具有關(guān)閉功能。在此情況下，一個(gè)超過(guò)1.25V的電壓會(huì)關(guān)閉電源，而一個(gè)較低的電壓會(huì)開啟電源。隨著電路的開啟，由于消除了電壓反饋，控制器以電流限制/磁滯模式運(yùn)行。 振蕩器生成了一個(gè)會(huì)引起電源開關(guān)開啟的啟動(dòng)脈沖。這使得輸入電壓正好適用于電流感應(yīng)電阻、LED和電感。當(dāng)電流達(dá)到大約350mA時(shí)電流限制比較器開始感應(yīng)電流并關(guān)閉電源開關(guān)。電感電壓反向并超過(guò)輸入電流，從而使續(xù)流二極管發(fā)生傳導(dǎo)。電感和LED電流不斷循環(huán)，直到開關(guān)在下一個(gè)開關(guān)周期時(shí)開啟為止。該電路非常適用于廣泛的應(yīng)用。在要求簡(jiǎn)捷性和低成本的手持式便攜式設(shè)備、白色家電以及車載應(yīng)用中使用一個(gè)40V額定電壓和一個(gè)1.5A電流的開關(guān)調(diào)節(jié)器是非常有用的。雖然實(shí)施磁滯控制和開啟功能可能有一定的挑戰(zhàn)性，但基本拓?fù)淇蛇m用于更廣泛的應(yīng)用。 我們構(gòu)建并測(cè)試了圖1中的電路。圖2顯示了關(guān)閉命令和因此而導(dǎo)致的LED電流波形。LED可以輕松地以500 Hertz實(shí)現(xiàn)PWM調(diào)光。電流波形的上升時(shí)間和下降時(shí)間不到100 uSec。如果LED中可以容忍更高的紋波電流，那么電感可以是一個(gè)更小的值且上升時(shí)間和下降時(shí)間可以縮短。然而，500 Hz PWM適用于大多數(shù)應(yīng)用。
總而言之，只要不是專門設(shè)計(jì)用來(lái)驅(qū)動(dòng)LED，諸如MC33063的開關(guān)調(diào)節(jié)器就可出色地完成調(diào)光工作。其誤差放大器可以用作關(guān)閉功能以提供LED PWM調(diào)光功能，其電流限制比較器提供了快速響應(yīng)和精確的電流設(shè)置，并且其內(nèi)置電源開關(guān)實(shí)現(xiàn)了一個(gè)小型簡(jiǎn)單的電路。 |
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