1 引 言

       眾所周知，AB類音頻功放具有比A類更高的效率(一般在50％左右)，比B類更低的交越失真[1]，廣泛應用于各種手機和MP3等便攜式設備中，是現(xiàn)在音頻功放市場上的主體力量

       輸出運放是音頻功放芯片的核心部分，占其絕大部分版圖面積，他的性能和集成度直接影響到整個音頻功放芯片的各性能參數(shù)及其面積大小

       近年來，隨著移動電話，PDA，MP3，MP4等便攜式設備的廣泛應用和不斷發(fā)展，對音頻功放芯片的要求也越來越高高性能，低功耗和高集成度是其發(fā)展的方向而這也是對其中的輸出運算放大器模塊提出的要求

       本文在N阱CM()S工藝的基礎上，采用0．6 μm DP-DM工藝，設計了一個較小靜態(tài)功耗，小輸入失調(diào)電壓，高增益，高共模抑制比和電源抑制比，大輸出擺幅，較高帶寬，以及THD很小的輸出功率運算放大器，可適用于大部分AB類音頻功放芯片

       2 電路設計

       整個電路分為兩級，前一級是差分輸入電路，后一級是功率管推挽式輸出

       2．1 運放結構的選擇

       對于輸出功率運算放大器，設計重點是前一級的差分輸入電路，希望其擁有盡可能高的開環(huán)增益和單位增益頻率，同時還要考慮速度、共模抑制比、電源抑制比、功耗等方面性能的限制

       共源共柵結構的差分電路具有很高的電壓增益，與簡單結構的兩級運放相當，而且具有更好的頻率特性在文獻[2]中比較了3種不同結構的差分電路現(xiàn)在比較常見的共源共柵結構有套筒式和折疊式2種，如圖1所示圖1(a)是套筒式共源共柵差分運放，他的優(yōu)點是頻率特性好，功耗小[2]缺點是支路上"層疊"的管子太多，造成較小的輸入共模電平范圍和輸出擺幅，不適合在低壓下工作圖1(b)是折疊式共源共柵差分運放，他的頻率特性與套筒式相當[2]相對套筒式，主要優(yōu)點在于具有更大的輸入共模電平范圍，因為他在輸入管上端并不"層疊"一個共源共柵管，以及更大輸出擺幅缺點在于輸入對管要求外加偏置電流，消耗了更大的功率

       從應用角度考慮，以上2種電壓增益和頻率特性相當 的運放結構中，套筒式結構要求較高的供電電壓，以及在 輸入共模電平范圍方面的局限，使他不適合應用于功放的 輸入級電路盡管折疊式共源共柵結構有更大的功耗，他 更適合于這里的設計要求而他要求的最低供電電壓也 在可接受范圍之內(nèi)

      2．2偏置電路

        偏置電路采用的低壓共源共柵電流鏡結構，不僅具有普通共源共柵電流鏡對電流進行精確復制的優(yōu)點，而且能比普通共源共柵電流鏡在更低電源電壓下工作[3]如圖2所示

       這種結構的共源共柵電流鏡M3一M4消耗的最小電壓余度為他們的過驅(qū)動電壓之和，而且可以精確地鏡像Iref偏置電壓Vb的輸入范圍是：

       2．3 整體電路

       在圖3的運放的整體電路中，圖3(a)是運放的主體，包括差分輸入電路和功率管Mp，Mn組成的推挽式輸出級，圖3(b)是他的偏置電路，提供Vb1～Vb8的偏置電壓

        差分輸入電路為折疊式共源共柵結構，圖中，M1，M2為輸入對管，分別為"＋"，"＋"輸入端，M3，M4是低壓共源共柵電流鏡的鏡像部分，提供尾電流源與圖1(b)相比，惟一不同在差分電路的輸出端，即M8，M13之間插入了M9，M10和M15，M16四個管子，把單端輸出變成了雙端，控制兩個功率管Mp，Mn的柵極電壓，使在零差分輸入時Vgsp略小于Vthp，Vgsn略小于Vthn，Mp，Mn都工作在亞閾值區(qū)域，有一定的電流流過這是AB類功放的基本特點，盡可能地消除交越失真為了提供大的輸出電流，他們的寬長比很大(版圖上采用很多相同的管子并聯(lián)，而P管并聯(lián)的個數(shù)約為N管的3倍，以便使一個周期內(nèi)流過負載的電流相等)

      在差分輸人時，當"+"端輸入較高電平時，M2支路電流迅速減小，流過M5和M7支路的電流保持相等，所以流過M14的電流小于流過M12的電流，強制M14工作在線性區(qū)，Y點電壓很低，M13為了保持支路電流不變，進入深線性區(qū)，VB急劇下降同時，M16，M15支路電流增大，M10，M9支路電流減小，導致VA下降最終，VB降到很低，VA跟隨VB降低，M10，M9截止，M16，M15進人線性區(qū)這時，Mn截止，Mp導通同理，當"－"端輸人較高電平時，Mn導通，Mp截止輸出電壓擺幅為：

     運放的低頻電壓增益可以這樣來粗略計算：

     AV1是第一級差分電路的增益M9，M10和M15，M16對增益影響不大，可忽略其作用，于是：

AV2是第二級推挽式輸出級的增益：

      其中調(diào)節(jié)輸出功率管的寬長比，使Mp約為Mn的3倍，致使上式成立
對于這樣的多極點兩級運放來說，在輸出端電阻和電容串聯(lián)做米勒補償，以增大相位裕度，提高穩(wěn)定性通過頻率補償，兩個主極點分別為[1]：

       其中，RA是從A(或B)點到地的總阻抗，CA是A(或B)點到地的總寄生電容，Cι是輸出端的總電容

       p1離原點最近，是A點產(chǎn)生的極點；p2是輸出端的極點，離原點較遠同時由于電阻和電容形成了通路，產(chǎn)生一個零點[1]：

     適當調(diào)節(jié)R，使Z＝p2，與第二主極點抵消，增加了帶寬

      2．4 工作環(huán)境

       采用單電源供電，在閉環(huán)狀態(tài)下工作基準電壓為VDD／2如圖4所示閉環(huán)傳輸函數(shù)為：

      3 仿真結果

       仿真性能參數(shù)如表1所示

       圖5和表1是仿真結果，都是在開環(huán)、無負載情況下測得仿真工具是Cadence Spectre，用了0．6 μm的N阱CMOS工藝模型，模擬環(huán)境是VDD＝5 V，T＝27℃，典型條件以上結果顯示了單位增益帶寬GB為7．941 MHz，相位裕度為74．60，頻率特性較好；失調(diào)電壓非常小，為38．92μV；有較高的電壓增益，共模抑制比和電源抑制比；另外當輸入幅度為1 V，頻率為1 kHz的正弦波時，輸出THD很小，為0．004％

       4 結 語

      本文設計的AB類輸出功率放大器電路，采用折疊式共源共柵結構，功率管推挽式輸出，同時利用外部電流源供電，采用低壓共源共柵電流鏡結構的偏置電路仿真結構表明該運放具有高增益，低輸入失調(diào)電壓，低THD等特點，同時具有良好的頻率特性，較低的靜態(tài)功耗，滿足一塊高性能的AB類音頻功放芯片的要求可以看出，設計幾乎是令人滿意的，微小的調(diào)節(jié)還可以通過改變W／L比使各管子工作在最穩(wěn)定的工作區(qū)域